1.7 单级PFC LED驱动电源工程研发实例

图1-37即为常见的一款典型一次侧恒流控制的高功率因数LED驱动原理图，特点如下：

· 标准的单级PFC构架

· 无光耦合器，一次侧控制（PSR）

如之前所说，这两个特点成为了现在LED中小功率（80W以下）的标准配置方案。

1.7.1 LED驱动电源一般性能指标要求

这是此电源的一般性能指标要求，这些也是LED驱动电源的常见要求：

· 额定输入电压：全电压AC 100～240V/50～60Hz，可工作范围：AC 85～277V

· 额定输出电压：DC 25～36V

· 输出电流1.5（1±5%）A，恒流准确度的要求

· η＞88%（满载），输入为额定AC 230V

· PF＞0.9（满载），输入为额定AC 230V

· 谐波满足IEC 61000—3—2 Class C类谐波要求

· 防水等级：IP67

1.7.2 元器件工程化设计指南

既然是工程化设计，下面笔者会从关键元器件的选型开始，讲解本例中各个元器件的计算和经验选型，注意，本章所述的一些基本理念和设计技巧对于全书的其他章节均有指导意义，可以相应地进行参考。

1.7.2.1 熔断器

熔断器作为电源最核心的保护元件，很多时候也是产品的最后一道防护。熔断器的选型[Time-lag Fuse，或Slow-Blow即为慢熔断型熔断器，以下部分图（见图1-38）来自于Littlefuse的规格书]至关重要，产品设计时并不是可以随便选择一个规格就可以用于电路之中，而是要仔细评估安规、使用条件、产品本身特点等各个方面。从本质上来看，熔断器是一种热敏感型元件，虽然我们经常提及的熔断器中的一个参数是电流，但最终熔断器仍然还是以热量积累的形式将其熔丝熔断。

熔断器其工作原理为：熔断器通电时因电流转换的热量会使熔丝的温度上升，当正常工作电流或允许的过载电流通过时，电流产生的热量通过熔丝和壳体向周围环境辐射，通过对流和传导等方式辐射的热量能与产生的热量逐渐达到平衡。当散热速度跟不上热量辐射速度时这些热量就会在熔丝上逐渐累积，使温度上升，一旦超过熔断材料的熔点时，会使熔丝熔化而断开电流，达到保护的作用。

熔断器的主要参数解读及考虑如下详述，这是一种工程化的经验选择方式，理论值与实际的偏差经常让工程师很困惑，所以务必要弄清楚前提条件以及实际情况。

外观形状：熔断器发展到今天，有各种各样的形状可供选择，如方形、棒状形、盒形，同时由于表面贴装技术（SMT）也日趋成熟，熔断器的性能和体积一般成为我们首要考虑的因素。

额定电流：电路能够长期正常工作的最大电流值，这不是动作电流值。而这个电流一般为25℃室温下的额定电流。正确选择熔断器的额定电流值，必须考虑的是不同标准下的降额标准，一般我们按最严格的UL降额标准75%来考虑，而IEC则可以允许100%满额使用。额定电流参数是反映出熔断器的过载能力。读者需要注意，对于熔断器，IEC和UL是采用不同的标准体系，所以如果设计的产品是出口不同的国家（地区）的话，需要分别对待。

额定电压：熔断器断开后能够承受的最大电压值。正确选择熔断器的额定电压应该大于或等于产品输入额定电压。举例说明，如果做的是全电压的产品，即一般范围为AC 90～277V，那么熔断器额定电压应该为AC 300V等级，而不能选择AC 250V等级。这对于安规认证很重要，原因就在于，当熔断器断开后，开路两端一般承受的电压即为输入电压，所以熔断器要在这个开路电压下不产生拉弧（拉弧即认为存在电气通路）而进一步发生过电流/热等恶化情况。

环境温度：规格书中标出的电压电流值，都是默认为环境温度25℃下的数据，但是在实际应用中，环境的温度不可能稳定在25℃下，所以还得考虑到温度降额（见图1-39）。从图1-39中不难看出，在环境温度达到90℃时，只有80%的额定电流了。假设这个环境温度达到150℃或更高的情况下，按图1-39中的曲线来看，额定电流会不会达到更低以至于达到零呢？为什么？

所以在正常工作情况下，熔断器的最小额定电流值为

计算出来的数值是否感觉小得不正常？暂且带着这个疑问，进行下面的步骤。

熔断特性：时间/电流特性。熔断特性表标明了不同的电流负载下熔断的时间范围（见表1-10），供验收人员测试判断的依据。

熔断特性曲线标明了不同电流负载跟相应熔断时间的函数关系（见图1-40），供我们设计选用时参考。

分断能力：熔断器安全指标之一。它表明熔断器在额定电压下能安全切断的最大电流。当流经熔断器的电流非常大，以至于短路的时候，要求熔断器能安全分断电路，而不带来任何不安全现象，如破碎、燃烧、喷溅、爆炸，或引起周围人身或者其他零件的破坏等。

热熔能量值：熔断器的熔丝熔断时的能量值，表示熔断器能够承受浪涌的能力，其中I为过载电流，t为熔断时间。

按最低电压输入，最大功率输出，额定50Hz的情况下的热熔能量值（参考图1-41，为基本波形的热熔能量值计算公式）。

特殊地，本例中需要承受的浪涌电流为8/20μs的雷击电流波形（类似正弦波）如图1-42所示，其峰值电流2（1±10%）kA，则：

a）正常使用的情况下，I2tnom的值小得可以忽略不计，另一层含义就是正常工作的情况下，熔断器的熔丝可以保证不会熔断。所以在Inmin的基础上留下1.5倍的余量，即1.82A，就可以满足大多数设计的要求，见表1-11。

b）考虑雷击的情况下，必须选择热熔值比较大的熔断器，按以往经验，必须大于1.2倍的I2tnom，即需要达到69.7A2s。

从表1-11中可以看出，同时满足a和b两个条件的熔断器是3.15A及以上的部分，但是由于熔断器的热熔值选取的越大，分断能力就越强，会导致故障发生后熔丝不能有效熔断，所以本例选择的是3.15A（在不考虑雷击的情况下，只需要满足a条件即可）。这里需要提及到一点，一般的慢熔断型熔断器的热熔值要远大于快熔断型熔断器，这也是为什么在电源设计中，在输入端较多采用慢熔断型熔断器的原因。

安全认证：熔断器作为一种安全元器件，必须经过有关机构的认证，才能生产、销售和使用。许多国家都对熔断器有各自的认证要求，经过认证并具有相应标志的熔断器才会被允许进入该国市场销售。但需要注意的是，由于熔断器本体面积，所以不可能将所有的安规认证都喷印在丝印表面上，所以还是需要去查看产品规格书，在设计时要考虑所选用的型号是否有对应地区的安规认证。各种熔断器表面丝印标识如右图1-43所示。

小结：

1.熔断器在选取的过程中，需要注意的不仅仅是正常工作情况下的额定电流，还要考虑输出短路、输出瞬间过载和雷击等情况下不能出现熔断器熔丝的意外熔断，导致电源非意愿性失效。但同时也要注意在线间短路等情况下熔断器的熔丝出现意愿性熔断时，熔断器的熔丝必须要熔断来保护电路，这即是我们经常在工程设计中所说的，当断不断，反受其乱。正是因为熔断器有严格的分断能力和分断时间要求，而不同的生产厂家有不同的规格参数和分断电流值，所以读者们在选用熔断器的时候必须要求厂家给出对应的规格书以供参考，而不是简单地看额定电流大小去选取一个有可能危及人身安全的元器件，另外，在进行元器件替换的时候也要充分对比不同供应商的规格参数才能进行代替使用。

2.随着成本压力的增加，在小功率LED驱动电源，以及小功率适配器场合，许多生产、设计厂家选用了绕线型熔断器电阻（有的也称之为绕线型电阻或熔断器电阻等），虽然安规认证上允许使用，成本上的确相对于常规熔断器有一定的优势，但是其分断能力、分断时间很难控制，以至于个体与个体之间的差异度很大，批次性问题很突出，加之小功率电源一般采用塑料外壳，故在现场中经常发生在故障状态下不能有效快速断开，造成外壳烧毁等严重的安全事故。目前随着大家对安全质量的意识逐步提高，所以在设计中开始尽量避免使用此方案，因为要保证电源能在各种正常工作状态以及故障状态下熔断器的熔丝都要能有效断开，这需要大量的工程实验，其研发成本相较于常规熔断器的成本要大很多。有时甚至出现这样的情况，为了保护熔断器不会发生过热，还需要采取其他保护电路来保护它（如有的厂家就研发温度熔断器加上绕线式熔断器的二合一产品），有舍本逐末的感觉。

3.还有一种特殊的情况，即利用PCB走线作为熔断器（见图1-44），使用这种设计的一般是呈现两种极端形式，即一种是不顾安规认证，纯粹为了成本而省掉熔断器这个元件，在一些不注意产品质量的公司会采用这种方式。而另一种则是利用自己多年的生产经验和研发设计经验，对PCB熔断器的设计以及生产工艺的管控达到了很精湛的情况下使用，并在对应的位置会加上防火、灭弧装置。笔者建议一般电源的设计中，不要采用此方式，因为小小的一条PCB走线，蕴含着太多的安全因素。

4.熔断器为安规器件，必须要有对应的安规认证证书才能安全使用。

最后列出熔断器设计选择的检查表：

①额定工作电流

②使用电压场合（AC/DC）

③环境温度

④过电流以及熔断器的熔丝必须断开的时间长度

⑤产品中的最大故障电流

⑥脉冲、浪涌电流、雷击电流、启动电流，以及电路瞬变脉冲

⑦物理尺寸限制，如长度、直径、高度等

⑧安规认证，如UL、CSA、VDE、PSE、CCC或是军用标准等

⑨熔断器以及熔断器座特性（安装类型/形式、可拆卸性等）

⑩产品生产时的应用测试和验证测试

最后总结：就算经过充分的理论和计算得出的熔断器选型，也必须在样机上再次进行充分验证，以确保其当断即断。

1.7.2.2 压敏电阻

浪涌电压抑制器件基本上可以分为两大类型，第一种类型为橇棒（crow bar）器件，其主要特点是器件击穿后的残压很低，因此不仅有利于浪涌电压的迅速泄放，而且也使功耗大大降低。另外该类型器件的漏电流小，器件极间电容量小，所以对线路影响很小。常用的撬棒器件包括气体放电管、气隙型浪涌保护器、硅双向对称开关等。

另一种类型为箝位保护器，即保护器件在击穿后，其两端电压维持在击穿电压上不再上升，以箝位的方式起到保护作用。常用的箝位保护器是金属氧化物压敏电阻（MOV），瞬态电压抑制器（TVS）等。在整个电源输入端上的金属氧化物压敏电阻（MOV）提供过电压箝位保护。它们的性价比高，且能最大限度地减少可能涌入后端电路的浪涌瞬态能量。压敏电阻的英文说法有如下几种，其实绝大多数场合下都是指代同一个器件：

Voltage Dependent Resistor：简写为VDR，压敏电阻；

Metal Oxide Varistor：简写为MOV，金属氧化物压敏电阻；

Zinc oxide varistors：简写为ZVR，氧化锌压敏电阻器。

压敏电阻的保护原理：压敏电阻与被保护的电器设备或元器件并联使用。当电路中出现雷电过电压或瞬态操作过电压Vs时，压敏电阻和被保护的设备及元器件同时承受Vs，由于压敏电阻响应速度很快，它以纳秒级时间迅速呈现优良非线性导电特性，此时压敏电阻两端电压迅速下降，远远小于Vs，这样被保护的设备及元器件上实际承受的电压就远低于过电压Vs，从而使设备及元器件免遭过电压的冲击。图1-45为压敏电阻的V-I曲线，图1-46为常用的并联使用方法。

压敏电阻其实有着和二极管类似的V-I特性曲线。即在开启电压（箝位电压）以下，它呈现高阻，电流基本上没有（除了寄生电容/漏电流）。在箝位电压（这个电压一般以1mA的通过电流在规格书中定义出来）以上时，它变成“导通”状态（低阻），从而流过全部的电流。

表1-12为某一品牌规格书中的内容，这里我们通过它来解析压敏电阻的各项参数。

压敏电压：指通过规定持续时间的脉冲电流（一般为1mA）时压敏电阻两端的电压值。

最大连续工作电压：指在规定环境温度下，能长期持续加在压敏电阻两端的最大正弦交流电压有效值或最大直流电压值。

最大限制电压：指在压敏电阻中通过规定大小的冲击电流（8/20μs）时，其两端的最大电压峰值，见图1-47。

额定功率：在规定的环境温度下，可施加给压敏电阻的最大平均冲击功率。

最大能量：在压敏电压变化不超过±10%，冲击电流波形为10/1000μs的条件下，可施加给压敏电阻的最大一次冲击能量。

通流量（kA）：在规定的条件（规定的时间间隔和次数，施加标准的冲击电流）下，允许通过压敏电阻上的最大脉冲（峰值）电流值。但同时需要注意，压敏电阻在每次雷击冲击之后，其最大通流量都会按一定比例降额（见图1-48），最终导致通流量大幅度减小，直至损坏。

残压：当流过放电电流时压敏电阻两端的峰值电压。

根据已知的最高输入电压AC240V，我们可以通过经验计算得出压敏电压为

Vrnom=1.5×1.414Vacmax=1.5×1.414×240V=509V （1-10）

得到压敏电压之后，再通过表1-12中数据就可以找到同时满足各个条件的压敏电阻型号为TVR10561-V。

小结：选择压敏电阻时，需要特别注意以下几点：

1.最大工作电压（包括线间电压波动时）不能超过压敏电阻额定的最大连续工作电压，否则会缩短压敏电阻的使用寿命，但是所选的压敏电压也不能太高，这样会造成最大限制电压过大，从而失去对被保护的电器设备或元器件的有效保护；

2.瞬态最大能量不能超出所选压敏电阻的规格值；

3.压敏电阻所吸收的浪涌电流应小于产品的最大通流量。本例需要压敏电阻能够承受2kA的雷击，所以选择的通流量必须大于2kA，理论上比2kA越大越好，但是由于成本和空间的限制，工程设计时往往只会选择比要求的通流量稍大一些的产品（压敏电阻的直径与其开启电压呈一定的正比关系，而耐流通能力则与其横截面的面积呈正比，所以一般的体积越大，耐流通能力也相对大一些）。但是由于压敏电阻是一个衰减型器件，即每次过电压吸收后，其箝位电压相应地被“老化”衰减了，这是一个不确定状态，因为实际产品在应用过程中会受到不同的浪涌冲击，所以这对于整个产品来说是一个薄弱点。

4.漏电流与压敏电压直接相关，如果选取的压敏电压与工作电压接近，那么漏电流会大大增加，从而缩短压敏电阻的使用寿命，见图1-49。为了保障系统的使用寿命，压敏电阻常与气体放电管（GDT）串联使用，在正常使用过程中，压敏电阻为开路状态，所以没有漏电流之忧，大大保障了使用寿命。但在小功率的单级PFC中，由于成本的问题，两者不能兼顾，我们只能折中选择使用方法。

注意最大箝位电压和残压的区别，从图1-50的对比能清楚地看出，不同的冲击下有不同的残压，所以可以根据残压的大小来比较准确地选取一款相对合适的压敏电阻。同时也需要谨记，不同的厂家有不同的规格参数，需要根据不同的厂家的参数来选取压敏电阻的型号。为了理解残压，我们特意针对压敏电阻进行了冲击实验，以下实际结果来源于国内一线压敏电阻生产厂家测试结果，具有较强的代表性。

从实测的结果可以看出，471KD10/561KD10在1.2/50µs和8/20µs，对应2kV/2Ω和4kV/2Ω，产品两端残压比对应的471KD14/561KD14残压高，这和之前说到的在同一压敏电压条件下，体积大的抗通流能力要强的描述一致。

5.压敏电阻具有较大的寄生电容，应用交流电路保护中，往往会在正常运行状态下产生数值可观的漏电流，如果在高频应用下需要加以考虑。

6.压敏电阻为安规器件，除非设计的产品中不会用到压敏电阻，否则必须有相应的认证证书才能安全使用。

7.温度，压敏电阻的工作温度一般为85℃，更高等级的温度成本更高，所以PCB布板时，要将压敏电阻远离热源，防止其漏电流增大，加速老化。参考图1-51。

注意：如前所述压敏电阻是一个性能衰减/退化型的器件，而且其衰减与实际应用场合关联度很大，一般的单次或是多次浪涌冲击都会导致其性能衰减（或者说退化），一般的主要是因为其瞬态冲击超过了其额定值。有研究表示，压敏电阻在1.5倍的额定浪涌电流下即会发生衰减，而且器件在衰减后，如果工作电压没有超过其阈值电压的话，是看不出任何征兆的，从而被继续使用下去，直到：①压敏电阻开始出现电压降低（这是一个恶性循环，通过观察其类二极管的V-I特性可知，其导通电压越来越低）。②压敏电阻漏电流增加。③由于是化学反应过程，所以温度加剧了以上①和②的过程（漏电流在高温下急剧增加）。

由①～③可知，压敏电阻如果元件内部由此而产生的高功率损耗无法通过对流耗散，那么，则可能发生极端情况：不断加热导致短路，随后会破坏压敏电阻，并且导致更为严重的情况，发生火灾。压敏电阻失效着火情况见图1-52。

但是压敏电阻因其成本低廉，高性价比，现在广泛应用于各种电子设备中，所以为了能够可靠使用，有如下办法：

1.对于压敏电阻在寿命终止以及性能衰减时不产生危险，有一种做法是采用保护元件与之串联，这里主要有两种类型，一个是热保护型，即在压敏电阻上串一个温度型熔断器，当压敏电阻过热时即断开，保护器件厂家将这种元件整合成一个元件（当然用两个单独的元件也可以实现类似效果，但温度检测保护受限于实际安装方式等），一般称之为iTMOV或是TMOV（这种器件是一种二合一的器件，所以当串联的温度型熔断器断开后，压敏电阻也就失去了抗浪涌的作用，类似的还有一种保险电阻与温度型熔断器整合于一体的，也是为了防止在失效时保险电阻过热，如前面熔断器章节所述），当然可以想象到成本会增加很多。TMOV的不同类型见图1-53。

这种元件的好处在于其能够防止压敏电阻在出现严重失效前就进行了保护，防止了进一步恶化。图1-54即为显示了采用TMOV后压敏电阻失效时损坏严重的情况（图片来源于Littelfuse）。

2.与气体放电管组合使用。将压敏电阻与气体放电管串联起来，可以克服这一缺点。压敏电阻具有较大的寄生电容，当它应用于交流电源系统的保护时，往往会在正常运行状态下产生数值可观的泄漏电流。例如，一个寄生电容为2nF的压敏电阻安装在220V、50Hz的交流电源系统中，其泄漏电流可达0.14mA（有效值），这样大的泄漏电流往往会对系统的正常运行产生影响。将压敏电阻与陶瓷气体放电管串联之后，由于气体放电管的寄生电容很小。可使整个串联支路的总电容减小到微法级。在这种串联组合支路中，气体放电管起着一个开关作用。当没有暂态过电压作用时，它能够将压敏电阻与系统隔离开，使压敏电阻中几乎无泄漏电流，这就能降低压敏电阻的参考电压。而不必顾及由此会引起泄漏电流的增大，从而能较为有效地减缓压敏电阻性能的衰退。

3.多个压敏电阻并联使用，增大流通能力，或是直接选择流通能力大的压敏电阻。表1-13可以看到大体积（流通能力更强）的压敏电阻能够承受的浪涌能力也更强，但是仍然不是无限使用的，这主要是因为压敏电阻存在内阻，这样短路浪涌电流流过时会产生热量，这个热量耗散即限制了压敏电阻的浪涌电流能力。

一个电路设计小技巧：采用如下的配置方式，即在熔断器后放置气体放电管GDT和RV1串联，好处有几个：①这样在浪涌来到的时候，先经过GDT和RV1的预稳一级，将电压箝位在GDT和RV1的箝位电压大小，并依靠GDT吸收了大量浪涌电流，这样减轻了后级元器件的浪涌电流水平，特别是共模电感或是差模电感的电流应力（因为电感是由线径较小的线绕出来的），在浪涌时经常出现的问题就是差模电感或是共模电感绕线因浪涌电流过大而断开。这个主要是利用了气体放电管的通流能力较大，且残压相对于压敏电阻来说，可以不用考虑。图1-55为实际压敏电阻使用技巧。②同时可以减少RV1的漏电流影响，因为常态下气体放电管GDT阻断了RV1的导通路径。

实际上，一些复杂的场合，我们还是有很多其他器件可以实现浪涌抑制。图1-56为常见的过电压保护器件特性，表1-14为几种常见的过电压保护器件特性。

MOV、GDT和SPG具有较大的通流量，SPG最大达3kA，MOV可达80kA，GDT可达100kA，一般用于一级防护。

TSS、TVS和ESD为硅基材料器件，半导体工艺制成，具有很多优点，如较精准的击穿电压、较快的响应速度等，一般用于二级防护电路。

Hyper-fix为超大功率TVS，具有MOV和TVS的优点，如精准的击穿电压、超大浪涌冲击电流、较快响应速度等，可替代MOV应用于交流电源输入端作为一级防护。

正因为如此，现在市面许多的防雷保护器都是基于这些器件的组合而成，实际防雷保护器电路原理图如图1-57所示。

1.7.2.3 X电容的选型

X电容（金属化聚丙烯薄膜电容器）：抑制电源电磁干扰用电容器，常跨接在输入线L、N两端用来消除差模干扰，一般X电容都有能承受过电压冲击以及较好的阻燃性能。X电容外观如图1-58所示，其相关参数描述如下：

耐电压：按耐电压等级可以分为X1、X2和X3电容。2.5kV＜X1耐压≤4kV；X2耐压≤2.5kV；X3耐压≤1.2kV。目前中小功率段使用最广泛的是X2电容。

额定电压：X2电容的额定电压分为AC 275V和AC 305V等，一般为电源额定输入电压的1.1倍，图1-59是国内某品牌的X2电容规格书参数。

放电电阻：如果X电容的容量大于0.1µF，根据以下标准所述，必须要在1s内将X电容两端的电压降到37%的输入峰值电压以下。

UL1950：如果跨接在AC L-N之间的电容大于0.1μF则需要进行放电实验，即对于A类设备其AC线上的残存电压必须在1s以内降到37%的输入峰值电压以下，而对于B类设备，对应的时间是10s。

IEC 61010-1：定义为断开电源后，插座接头上的电压在5s之内必须降到安全电压以下。

所以必须满足以下公式（1-11）：

τ=RC≤1 （1-11）

表1-15显示了一般情况下的电源功率等级会使用到的X电容容值、放电电阻大小和损耗大小的关系，实际应用中可根据需要选取。

正是由于放电电阻的存在，对日趋严苛的待机功耗要求提出了严重的挑战，所以许多芯片设计厂家提出了有源X电容放电方案，这可以大为减少X放电电阻存在的损耗。具体可以参考NXP、PI等公司最先进的电源管理芯片方案。

小结：X电容在选型中除了需要注意额定电压和放电电阻这两方面，还要注意在单级PFC中，X电容的容值选取得越大，对差模干扰的抑制越好，但PF值会相应地下降。同时X电容也属于安规器件，使用前必须明确所选用的产品有对应的安规证书。

1.7.2.4 输入共模电感的选型

共模电感（Common Mode Choke），也叫共模扼流圈，是在一个闭合磁环上对称绕制方向相反、匝数相同的线圈。共模电感实质上是一个双向滤波器，一方面要滤除信号线上的共模电磁干扰；另一方面又要抑制本身不向外发出电磁干扰，避免影响同一电磁环境下其他电子设备的正常工作。它可以传输差模信号，直流和频率很低的共模信号都可以通过，而对于高频共模噪声则呈现很大的阻抗，可以用来抑制共模电流干扰，见图1-60。

共模电感是各类电源设备中的一个重要部分。其工作原理：当工作电流流过两个绕向相反的线圈时，产生两个相互抵消的磁场H1、H2，此时工作电流主要受线圈电阻，以及工作频率下很小的漏电感的阻尼（可忽略不计）。如果有干扰信号流过线圈时，线圈即呈现出高阻抗，产生很强的阻尼效果，达到衰减干扰信号的作用。

一般共模电感的磁环或者磁心都为锰锌铁氧体（MnZn）和镍锌铁氧体（NiZn），磁环有初始磁导率，分为高磁导率（高导）和低磁导率（低导）。

锰锌铁氧体具有高磁导率、高磁通密度的优点，在1MHz以下为低损耗的特性，其初始磁导率有5000、7000、10000、12000和15000等。类似的还有纳米晶和非晶等也属于高导材料。

镍锌铁氧体具有电阻率极高、磁导率一般低于1000的优点，在1MHz以上为低损耗的特性。如图1-61所示。

材质特点

居里温度：是指材料可以在铁磁体和顺磁体之间改变的温度，即铁磁体从铁磁相转变成顺磁相的相变温度，也可以说是发生相变的转变温度。低于居里点温度时该物质成为铁磁体，此时和材料有关的磁场很难改变。当温度高于居里点温度时，该物质成为顺磁体，磁体的磁场很容易随周围磁场的改变而改变。如图1-62b所示，不同的磁导率对应的居里温度也不同，所以在选取共模电感材质的时候，并不是磁导率越高越好。

线径的选取：根据最低输入电压和最大输出功率得到的一个最大输入电流，按照电流密度选取共模电感的线径：

通过以上计算，输入部分的共模电感线径大于0.34mm即可，本例为兼顾其他型号，最终选择的线径为0.45mm。

共模电感的选取：共模电感对于EMI的抑制效果非常明显，但不是完全依靠共模电感就能得到令人满意的抑制效果的。对于共模电感的取值部分，让一个新手去通过各种计算就能得到一个准确的数据，那也是不现实的。所以个人建议是先依靠经验去选取一个大概值，再通过现场调试，达到比较满意的EMI效果，如此之后，做其他型号的产品时，即使功率段不同，也只是换线径和磁环尺寸就能够解决问题。

在实际工程操作中，还需要考虑其他型号的共用性，以减少内部相似材料的数量，降低工厂成本。此例子中的两个输入的共模电感皆为锰锌铁氧体，电感量分别为LF1-500uH（双线并绕）和LF2-20mH，常用磁环的尺寸分别为9×5×3和18×10×7（外径×内径×厚度，单位：mm），而输出的共模电感为镍锌铁氧体，感量为25μH（双线并绕），磁环尺寸也是9×5×3。

小结：磁环的尺寸选择有很大的随机性，通常会基于PCB的尺寸空间去选取合适的磁环，选定磁环尺寸之后计算所需要的线径，再考虑达到目标电感量需要的初始磁导率和圈数的均衡。为达到不同的滤波效果，高导和低导的选择需要合理，一般输入共模磁环用高导，输出共模磁环用低导。本例列出的三种磁环参数，可以沿用在15～80W的EMI滤波电路中。对磁性材料想有更深入了解的朋友，个人推荐阅读赵修科老师的《开关电源中的磁性元器件》。

不太好掌握的技巧：漏感，以及下述其他共模电感在实际中会出现的情况。理想的和实际的共模电感如图1-63所示。

所以电路中共模电感的实际情况如图1-64所示。

实际共模电感的等效模型如图1-65所示。

1.漏感的存在，对理想的电感模型而言，当线圈绕完后，所有磁通都集中在线圈的中心内。但通常情况下环形线圈不会绕满一周，或绕制不紧密，这样会引起磁通的泄漏。共模电感有两个绕组，其间有相当大的间隙，这样就会产生磁通泄漏，并形成差模电感。因此，共模电感一般也具有一定的差模干扰衰减能力。基于这个“特性”，在前级EMI滤波器的设计中，我们也“猜想”是不是可以利用漏感，如在普通的滤波器中，仅安装一个共模电感，利用共模电感的漏感产生适量的差模电感，起到对差模电流的抑制作用。但实际情况表明，这个寄生出来的漏感作用微乎其微。

2.损耗的影响，即线径的选择，防止饱和，同时这又与浪涌能力有关，如前所述。

3.注意线层间的绝缘，以及线与磁心的绝缘。

4.共模电感的电感量大小，在现实生产过程中，共模电感厂家或是变压器厂家在提供共模电感规格书的时候，一般只提供最小电感量这个关键参数，有些甚至都不提供电感量，而只是给出其在某一频率（一般为100MHz下）的复阻抗大小，纵然如此，其误差范围可达25%～30%。这主要问题就是：高导磁心的初始磁导率偏差很大，而且受温度影响较大，所以磁性元件厂家没有办法给一个相当精确的值（即使可以，通过筛选可以将值范围缩小，但成本无疑会上升很多很多）。所以在测试EMI的时候，需要选取极限样品（即规格书最小值）进行测试，并在EMI时留下一定的裕量，这样才能保证量产时EMI不超标。共模电感参数及规格书如图1-66所示。

1.7.2.5 整流桥的选型

整流电路分为半波整流电路、全波整流电路和桥式整流电路。

半波整流电路：是利用了二极管的正向导通、反向截止的特性来进行整流的，即正弦波的正半周被保留，负半周被去除，见图1-67。由于半波整流利用率不高，常用于高电压输入，小电流输出的场合，通常是几十到几百毫安级别。

当然我们一般会在上面电路的整流后加上电容，以减少负载RL上的电压波动，图1-68显示了输出电容不同时，负载上的电压。由于只需要一个二极管整流，在低端的电源应用中，还是存在这种整流方式作为输入级整流应用。

全波整流电路：就是对交流电的正、负半周电压都加以利用，将交流电的负半周也变成正半周，即将50Hz的交流电压，变成100Hz的直流电压，见图1-69。由于它有需要中间抽头这个缺点，所以应用范围也受到了限制。实际上在开关电源输入级基本上没有用到这种结构。

桥式整流电路：也是我们常说的整流桥、桥堆。这种电路只要在全波整流的基础上增加两只二极管，连接成桥式结构，便可以弥补全波整流电路的不足，还能具有全波整流电路的特点。另外的一个特点是每一个半波周期内，都是有两只二极管串联，所以二极管的反向电压也只有全波整流情况下的一半。见图1-70。

同样可以看到整流桥上的电压只有负载电压的一半大小。对于整流桥的选型，有以下因素需要考量。

额定电压：根据最大输入电压的峰值为80%使用率来确定。

一般使用600V耐压的整流桥就可满足要求，但是由于产品属于户外使用，电网波动、雷击等因素的影响下，推荐选用800～1000V耐压的产品为最佳。

额定电流：根据最大功率输出、最小电压输入，还有考虑温升和效率等方面综合考虑。一般选2倍输入电流左右，可确保可靠性、温升、效率和成本等几个方面都比较合适。

Ib=2Iinrms=1.44A （1-15）

所以可以选择电流有效值为1.44A以上的整流桥。

环境温度：注意，上面的1.44A为环温25℃的情况下的，而正常工作时候的温度是远大于25℃的，笔者按100℃的情况下选取，见下图1-71。在无散热片和环温100℃的情况下，整流桥的平均使用电流仅为1.5A左右，与计算值相近，所以暂定4A/1000V的规格。

温升：根据所选整流桥规格书内的典型热阻值和整流桥的大概损耗，就可以估算出在最小输入和最大输出情况下整流桥的大概温度，但实际温升必须以样板测试最准。

TC=TA+RθJAPloss=（50+2×0.72×1×22）℃=81.7℃ （1-16）

从图1-72中还可以看出温度越高，瞬时反向电流越大，瞬时反向电流增大之后会形成温度进一步上升的恶性循环，所以一般控制其工作温度为110℃以下为最佳。整流桥规格书一般参数见图1-73。

小结：整流桥额定电压的选取最好在800～1000V，这样可以避免过高的冲击导致整流桥的击穿。而选取额定电流的时候还需要兼顾环境温度的影响，不能单看常温下的额定值。选型前请认真查阅相应的品牌规格书，品牌不同会有压降、电流降额、损耗和热阻等不同，这些都会导致温升和效率等参数不同，不能一概而论。

考虑到二极管的温度特性，一般情况下，整流桥的损耗，包括正向压降Vf产生的损耗以及动态电阻上产生的损耗（工频下二极管的损耗主要包括正向压降Vf产生的损耗和动态电阻的损耗，而高频二极管的损耗还包括反向恢复电压产生的损耗），整流桥损耗与温度降额的关系如图1-74所示。

高频二极管，如肖特基二极管、快恢复二极管等，由于它们主要用于高频场合，在这里不赘述。

1.7.2.6 薄膜电容的选型

薄膜电容的细分种类很多，但是总的来说我们经常用到的薄膜电容主要为聚酯膜（Polyester，PET）电容和聚丙烯（Polypropylene，PP）电容以及聚丙烯薄膜（Polypropylene film，PPS）电容和聚萘酯薄膜（Polynaphthalene esterfilm，PEN）。表1-16为PET电容和PP电容的一些特性对比。

从表1-16中可以看出PP电容相对于PET电容，相对介电强度比后者小，因此在相同的容量和电压的情况下，PP电容的体积是会比PET电容大的。在一般的DC滤波平滑场合，我们一般都是选用PET电容这个大类的产品。如图1-75是一个金属化聚酯膜电容（Metallized Polyesterfilm capacitors）的基本参数。

额定电压：在额定温度下能够连续正常工作所能承受的最高电压。但需要注意随着温度超过额定温度后，额定电压的降额，见图1-76。当温度为105℃的情况下，该点的额定电压降到原始额定电压的0.7倍左右，所以经过整流桥后，我们需要使用的滤波电容的额定电压，最少应选择在以下计算值之上：

根据以上的计算结果，我们应选择薄膜电容的额定电压最好为630V。

由图1-76可以看到，PP电容和PET电容对温度的要求比较严格，如果工作在过高温度的场合，所能承受的电压需要考虑一定的降额。

气候类别：薄膜电容所设计的能连续工作的环境温度范围。55/105/56，第一个数字55，代表最低可操作温度为­55℃；第二个数字105，代表最高可操作温度为105℃；第三个数字56，代表让该电容暴露在指定的环境下可操作的天数。

容量选择：可根据下方公式（1-18）大概得到薄膜电容的容量：

式中，Iinrms为输入电流有效值；fsw为最低工作频率；r为纹波系数，这里取0.1；Vacmin为最低输入电压。选取的值需比计算值大，根据常用物料规格，可选用两个220nF的电容并联，形成CLC滤波电路。

小结：在AC100～240V输入的情况下，薄膜电容最好选取额定电压为630V或以上的型号，选取的容量最好比计算值大两倍左右，减小低压输入时候的损耗，提升效率，同时避免薄膜电容流过过大的电流导致其温升过高导致的热击穿。同时，由于此处薄膜电容用来解耦高低频信号，所以这个电容还需要承受一定的高频冲击。

为了后面章节的铺垫，这里不得不再比较一下各种薄膜电容，聚丙烯（PP）电容是一种具有高脉冲承受能力和低自温升的电介质。金属化聚丙烯薄膜电容通过内部串联实现高达2000V的工作电压。聚丙烯（PP）电容具有比聚酯膜（PET）电容更加优越的电气特性。某些系列的电容工作温度最高可达110℃。聚丙烯（PP）电容更加适合工业、家电、汽车行业应用中对电气性能要求苛刻的场合。而聚丙烯薄膜电容的一个重要特性：dv/dt能力是一个很关键的参数，它与薄膜电容的体积、容量都有很大的关系。究其原因，其膜结构所致接触阻抗的存在，那么在较高的电压脉冲下会导致过热，从而损坏电容。具体地可以看到，假设Rc为阻抗，当有电流流过时，会产生热量，如式（1-19）所示。

可以看到，dv/dt这个参数决定了流过薄膜电容的电流大小，以及频率等参数，特别是在谐振电容应用场合，此值变得极为关键。而稳态时的电压、电流，同样也受到频率的限制，具体的，通过图1-77所示，可以看到薄膜电容所能承受的电压和电流都受到频率的限制。细分看来：

区间a：受限于薄膜电容的物理尺寸、材质等。

区间b：受限于薄膜电容的功率损耗，即允许的自温升大小。

区间c：受限于最大电流处理能力。

在PP电容或PET电容规格书上，一般会有如图1-78所示的一个参数曲线供我们进行选择。

其实图1-78，是基于波形为正弦形式，而当波形非正弦时，需要考虑到波形折扣系数。具体可以参考本章后面的参考文献。

1.7.2.7 单级反激PFC的变压器选型

磁心选择

1.AP法

这也是广为流传的方法，也是对陌生项目开展时选取磁心的一个基本参考（基于AP法选择高频变压器磁心的公式推导及验证可以参考沙占友和马洪涛写作的书籍）。

式中，kW为窗口利用系数，一般取0.3～0.4；kf为波形因数；J为电流密度；BAC为交流磁通密度；fsw为工作频率。表1-17为常见的几种电源波形，对于一般常用的参考已是足够。但是以上的公式中，kf和BAC都是难以估计的，所以有了如下公式：

式（1-21）适用于单端正激或反激的变压器磁心选取。kRP为脉动系数，它等于一次侧脉动电流IR和峰值电流IP的比值，在连续电流模式时kRP＜1；不连续电流模式时kRP=1；D为占空比，按0.5取；BM取0.2～0.3T。

下面我们根据本例子的条件，用AP法来选取一个磁心：

一般磁心，习惯性大家以TDK的数据作为标杆，查阅TDK官网数据，再对照自己公司内部常用磁心参数得到，EE28的AP值为0.6cm4；P2020的AP值为0.41cm4；P2620的AP值为0.72cm4。以上3个磁心都能满足计算上的要求，但在实际工程中，都会选择比AP法计算出来的大才能够用。本例子最少需要选择EE28的磁心才能满足例子要求，但是由于EE28的EMI特性比较差，加上不能兼容更大功率，所以综合考虑，最后选择了P2620。

2.有效体积法

再次查阅TDK官网数据，再对照公司内部常用磁心参数得到，EE28的Ve值为4150mm3；P2620的Ve值为5490mm3。

总结：看到这里两种选型的计算方法竟然差别这么大，对于EE28磁心来说，在用AP法计算的时候有余量，而用有效体积法计算的时候居然不满足需求了。很多读者估计要纳闷了，那怎么取才是相对来说合适的呢？各位不妨想想，选取的磁心最终方向是什么，不外乎是相对应的骨架能“绕进去”，在满足温升和安规的情况下，选取的骨架在使用适当的线径中能绕进去。参考以上两种磁心的选型方法，然后根据“绕进去”原则，最终可确定磁心的选型是否正确。

注意：

1.在实际生产中，要考虑到变压器供应商的制造能力，以及自动化绕线等因素，这可以通过和变压器厂商沟通得到比较好的结果。如，带铜箔屏蔽的就严重降低变压器生产效率。

2.感量的容差，一般变压器供应商可以做到主电感量控制在7%～10%，而且对于越小的变压器骨架（如EE13、EE10），电感量误差越不容易控制，所以对于一些芯片，如果对电感量敏感的话，则需要严格控制主变压器感量的容差。

1.7.3 Mathcad理论计算

在实际工程中，为了使计算更快捷，能够更清晰地看到计算过程中参数的改动对各项结果的影响，本书使用Mathcad专业软件作为基本计算文档。Mathcad作为专业的工程计算软件，在电源设计中的作用越来越重要，由于其描述直观化，比EXCEL等电子表格更容易体现函数关系，因而越来越多的电源工程师把它作为一个必备工具。本书中所涉及的Mathcad设计案例，读者可以自行模拟进行编辑计算，当然，也可以联系笔者索取完整的Mathcad计算说明书。

下面图1-79为1.7.1节列出的LED驱动电源已知条件和假设条件。

Dmax为此电源的最大占空比。fswmin为最小工作频率，为了兼顾变压器尺寸和EMI，选取的频率不能太高，也不能太低，建议在单级反激PFC的最低工作电压在50～60kHz左右。Vor为反射电压，尽可能地选用市面上常用的MOSFET耐压值（650V或是600V），所以Vor不能取的太高，以避免Vds尖峰超过MOSFET的耐压值，导致MOSFET击穿；但Vor也不能取的太低，太低会导致PF值偏低，建议取值在80～120V左右。

这主要是因为在反激式电路中占空比的表达式为：D=Vor/（Vor+Vin），Vor是反射电压，Vin是输入电压。单级PFC中，Vor=n*（Vo+Vd）基本可认为是不变的，而Vin是随着线电压相角变化的，为了提高PF，必须减弱D随线电压变化的程度，那唯一的办法就是增大Vor，当Vor大到一定程度时，Vin从零变化到线电压峰值，D基本可认为不变了，那么功率因数就近似为1了。同时，我们从另一个角度来看，定义Vinpk/Vor=Kv，意法（ST）半导体的设计参考资料通过理论推导（Kv与PF和THD之间的关联度见图1-80），我们可以得到PF和Kv的近似理论关系如下：

PF（Kv）≈1–8.1×10-3·Kv+3.4·10-4·Kv2 （1-24）

Vf为输出二极管压降，一般此类快恢复二极管的压降在0.4～0.7V。

Np和Ns分别为变压器一次绕组和二次绕组所选择的电流密度，根据整机的散热条件选取，使得绕组的温升满足安规要求。图1-81和图1-82分别为Mathcad计算说明书变压器参数计算和参数验证。

在计算的时候需要配合选取合适的匝数比和圈数，令计算的结果和假设的结果相近，只有这样得到的结果，才是我们想要得到的结果。

根据一次电流有效值算出一次侧线径ФNp，根据二次电流有效值算出二次侧线径ФNs，二次侧线径计算见图1-83。

此处二次侧并绕的线径大小为0.5mm，并绕的数量为2（取整），MOSFET耐压计算见图1-84。

Vds等式中的100V和Vd等式中的50V均为预先假设的尖峰电压，实际的尖峰电压需要实际测试得出。

MOSFET选型：根据Mathcad中计算得出的Iprms=1.241A，在环温100℃的情况下，选取3倍有效值电流即3.7A左右的MOSFET可满足设计要求（针对平面MOSFET）。Vds降额90%使用（这个降额系数，不同的公司有不同的要求，主要是从元器件通用性、成本、可靠性来设定。一般而言，对于国际一线厂家的MOSFET，可以选择90%的降额，而国内或是其他厂家，80%～86%是一个比较好的经验折中降额系数），即，所以选取650V或者以上即可满足设计要求。

输出二极管选型：根据Mathcad中计算得出的Isrms=3.383A，在环温100℃的情况下，选取3倍有效值电流即10A左右的超快恢复二极管可满足设计要求。Vd降额90%使用，即，由于300V的快恢复二极管在市场上很少，所以选取400V的快恢复二极管即可满足设计要求。

总结：注意选取假设条件，若计算结果与假设条件相差太多，则证明假设失败，需要重新定义取值。从以上Mathcad的计算中可以看出，假设的数值和计算结果比较相近，接下来可以通过制作样机来实际验证Mathcad计算结果的可信度。

1.7.4 实物验证分析

一般而言，从PCB设计到可以测试的样机，这中间可能存在几次迭代，这期间可能由于布板失误，或是元器件更改，这个过程也就是电源工程师最费时间的过程，也是最考验设计者能力的时候。任何一个产品，都需要经过严格的测试验证方可进入量产阶段，对于小功率电源（如LED驱动电源、适配器电源等），已有成熟化的产品验证流程和方法，以及评估手段。在本书的第5章中会给予重点介绍。这里只是简单说明，验证主要有两个目的，一是检查设计是否与理论计算或是经验假设相符合；二是通过各种工况（如开机起动、关机、异常状态等）来评估产品的实际工作情况，而这很难在最开始时得到理论保证。

本书也不例外，对上述理论设计多个维度的验证，由于受书籍版面所限，不可能对所有的验证结果都一一描述，所以笔者抽取其中大家最关心的，以及平常忽略掉的一些情况进行分析。

1.7.4.1 主要工况波形分析

实际测试负载为电子负载恒压输出（CV）模式36V，实际输出电流1.46A。

1.MOSFET的Vds和Ipk波形（输入电压为AC90V），这是考虑MOSFET的电流应力。

通道3为MOSFET峰值电流Ipk，从图1-86中可以读出最大值为4.28A，与计算值4.329A相差49mA；图1-85中的方均根值为1.1A，计算值为1.241A，相差141mA。从以上可以看出，我们的计算值是比较准确的，证明与我们的假设条件基本吻合。也就是峰值电流是常规反激PFC电流的2倍，波形上的体现如图1-85所示，MOSFET的电流呈正弦包络变化。由于电流波形呈正弦变化，所以想达到相同的功率（相对于常规反激PFC），峰值电流必须变大才能得到，这也是为什么单级反激PFC的MOSFET选择要比同功率下常规反激PFC的MOSFET的电流要大的原因。

再来看图1-85的展开波形，如下图1-86所示。

从上面两张图中可以计算出频率fsw和占空比Dmax。fsw的理论计算值为64.718kHz，fsw的实际测量值为64.1kHz；，理论计算值为0.44。从以上可以看出，我们的计算值是准确的，证明与我们的假设条件基本吻合。

2.MOSFET的Vds和Vgs波形（输入电压为AC90V），这主要是用于评估MOS-FET的驱动特性。

图1-87中1通道为驱动电压波形Vgs，可以看出芯片的驱动能力与驱动电阻是匹配的，适当地选取驱动电阻的大小，可以改善效率（有效降低MOSFET的温升）和EMI；2通道为Vds波形。

3.MOSFET的Vds和Ipk波形（输入电压为AC264V）如图1-88所示。

再来看图1-88的展开波形，如图1-89所示。

从此图1-89中可以看出，同样负载的情况下，高压输入的时候工作频率为96.2kHz。再看Vds的尖峰电压为116V，与假设的100V比较接近，证明与设计的吻合度很高。此处的尖峰比较高，有两个因素：①变压器的漏感比较大；②RCD吸收回路的参数设计得比较小。本书在第2章会详细地说明此尖峰的由来。

4.MOSFET的Vds和Vgs波形（输入电压为AC264V）如图1-90所示。

对比图1-88和图1-90，可以看到不同电压下，Vds波形基本上类似，但Vgs驱动电压波形有一定的变化，具体体现为上升速度变缓，其原因为在高压高频情况下，对于单级PFC结构而言，高压时所要驱动的负载-门极电荷变大（后续有更具体的解释），因此驱动电压会平缓上升。

5.启动情况下MOSFET的Vds和Ipk波形（输入电压为AC90V）如图1-91所示。

6.启动情况下MOSFET的Vds和Ipk波形（输入电压为AC264V）如图1-92所示。

从图1-91和图1-92中可以看到，启动时刻波形缓慢上升，无尖峰电压超出正常工作时候的最大值电压，可以说这样的启动是合适的。因为在启动过程中系统环路没有建立起来，所以对电源的冲击较大，一般启动时的元器件承受的应力比稳态时要大，但本项目看来，波形在开机启动过程中上升良好，没有出现尖峰过冲，这主要受益于现在芯片多集成了软启动功能，如果芯片没有此功能，可以按项目需求，选择加入软启动功能。但是我们可以看到，在开机时，Vds上仍然存在一个尖峰电压，这一般是因为整流桥前或是桥后的PI型（C-L-C）滤波振荡导致。

7.短路情况下MOSFET的Vds和Ipk波形（输入电压为AC90V），电源短路也是一个比较严苛的工况，所以设计时要考虑电源短路后不损坏产品或不发生危险状况，短路故障解除后，需要能够自动恢复或是重新开机电源能正常工作。一般以满载时短路情况最严重，所以本次测试以满载为条件进行短路测试。开机之前令输出短路，之后恢复负载得到如图1-93所示波形。

正常负载开机，然后输出短路，之后恢复负载得到如图1-94所示波形。

可以清楚地看到，系统短路解除后能自动恢复，这是目前对电源的一个基本要求。当然取决于所选的方案，现在这种保护均由芯片集成内部去操作，有部分芯片采用的锁死保护，这意味着需要断开市电输入一段时间后再上电方可解除，在照明及适配器领域，这种锁死保护的客户使用不太友好，故现在很多种情况下，要求保护后能自动恢复。

8.短路情况下MOSFET的Vds和Ipk波形（输入电压为AC264V）。开机之前令输出短路，之后恢复负载得到如图1-95所示波形。

正常负载开机，然后输出短路，之后恢复负载得到如图1-96所示波形。可见高压输入和低压输入，系统的短路状态一样，能够自动恢复。

9.输入电压和电流波形（输入电压为AC90V）如图1-97所示。

10.输入电压和电流波形（输入电压为AC264V）如图1-98所示。

这里电流波形与电压波形的相似程度和相位情况是PF值高低的直观表现，从这里可以看到，此电源实现了功率因数校正的功能，而且在全电压范围下表现也还不错。如果仔细分析，可以看到在高压输入时，输入电流在过零处存在畸变，THD会受到影响。故实测得到的PF和THD与输入电压的关系如下图1-99所示，可以看到此类电源（或是此方案）能够满足一般应用场合的要求，但如果对THD要求严苛的话，此方案还是略显不足。

11.驱动电压波形（Vgs）和供电电流波形（ICC）（输入电压为AC90V）如图1-101所示。

坦率而言，笔者也很少测量此处的供电电流，但在这里，为了给读者呈现真实的芯片消耗电流的情况，所以我们在验证环节中加入了芯片的供电电流测试一项。图1-100为芯片供电电流测量位置和方向。

12.驱动电压波形（Vgs）和供电电流波形（ICC）（输入电压为AC264V）如图1-102所示。

通过观察图1-101和图1-102的波形，是不是颠覆了大家之前的认知？芯片的消耗电流并不是持续固定的电流，而是和驱动频率相关的脉冲电流，所以芯片手册中的供电电流为有效值。同时我们也可以通过一个芯片的内部框图来解释，如图1-103所示一个PWM控制芯片的内部框图，可以看到VCC的电流主要有两个用途，一个为红色箭头所示，流向DRAIN输出，即作为驱动电流；另一个如图1-103中蓝色所示，用于芯片内部基准建立及其他电路供电，这部分电流一般称之为静态工作电流。所以可以得知，VCC引脚的电流为驱动电流（动态）和静态工作电流之和，只要驱动是以PWM形式变化的，那么VCC引脚上的电流即为脉冲形式，且频率和PWM频率一致。

13.驱动电压波形（Vgs）和电流波形（Igs）（输入电压为AC90V）如下图1-104所示。

14.驱动电压波形（Vgs）和电流波形（Igs）（输入电压为AC264V）如图1-105所示。

从图1-104和图1-105可以看到，由于高压输入时，MOSFET上的耐压增加，从而导致了MOSFET的动态电容参数发生了变化，在高压时，整体Ciss（Ciss=Cgs+Crss）变大，总门极电荷（Qg）增加，这样在相同的门极驱动电压下，高压时驱动变缓，图1-106也显示了一个MOSFET在VDS电压变化时动态电容的变化典型。

同时我们也可以看到，驱动电流在开通时小，但关断时很大，有时甚至会大几倍，这是因为都追求效率，一般采用的即为慢开快关的形式，所以关断时芯片抽取的电流很大。

15.输出电解电容的纹波电流波形如图1-107所示。

在LED驱动电源中，铝电解电容是唯一一个含有液态物质的元器件，其性能的优劣直接决定着整灯的使用寿命，所以选择铝电解电容的规格变得十分重要。常理之中，电解电容决定了整体电源的寿命，其上流过的电流波形需要我们关注，并以此来计算其寿命，可以看到，由于所选择拓扑的原因，输出电解电容上的电流波形是高频和低频的混合波。实际计算电解电容寿命，一般会进行分解，而且不同的厂家对电解电容的寿命计算公式略有不同，这主要是考虑到不同厂家的电解液配方、工艺、设计能力等不同。日系的红宝石、黑金刚，台系的丰宾，大陆的艾华等都会提供相关寿命计算和纹波测量指导。考虑到艾华在我们国内的使用程度，我们通过两个实例来进行说明。更为复杂的，读者可以自行参考相关电解电容寿命计算的文献。电解电容寿命推算公式如图1-108所示。

电解电容案例1：低功率因数电路的前级整流滤波电容，电解电容不同位置的特性需求如图1-109所示，其波形测试和高低频分析如图1-110所示，其寿命推算公式如图1-111所示。

选择产品规格CD11GES，400V 10uF，Irms=350mA/100kHz，应用在7W的LED球灯中的情况：Ta=90℃，要求产品的使用寿命为5万小时。

电解电容案例2：高功率因数电路的输出滤波电容电解电容不同位置的特性需求如图1-112所示，其波形测试和高低频分析如图1-113所示，其寿命推算公式如图1-114所示。

选择产品规格RN系列，80V/82uF、8mm×16mm，Irms=350mA/100kHz，应用在10W的球灯中，环境温度Ta=90℃，要求灯寿命5万小时。

可以看到其高低频分解计算后，推算其寿命只有2.8万小时，不能满足要求，所以需要用多个电解电容并联使用，或是选择其他系列的产品。

16.输出二极管上的电流波形如图1-115所示，其电流波形不存在跳跃和振荡，证明设计十分合理。

17.整流桥后薄膜（CBB）电容上的电流波形如图1-116所示。

此处的电容作为高低频解耦电容，所以可以看到里面有高频分量，所以此处的电容一般选择具有一定高频承受能力的薄膜电容。

1.7.4.2 变频时的频率分析

单级PFC作为一种典型的变频工作电路，其频率根据负载和输入电压的变化而变化，这也是为什么设计时需要考虑最低和最高频率，以及EMI测试时会发现在不同输入电压下EMI频谱变化会有差别。在本小节，我们实际测量了此电源的频率变化范围，详细数据如表1-18所示。

1.输入电压对频率的影响，为考虑单一变量，我们将负载设为满载。

还是用图来表达更为直观，如图1-117所示为满载时输入电压和工作频率关系。

我们从表1-18中可以看出，这款单级PFC电路的工作频率是随着输入电压的增大而升高的。一般我们使用的芯片都有最高频率限制，从上面可以看出，这款芯片的限制频率大概在100kHz左右。

2.负载对频率的影响，为考虑单一变量，我们将输入电压设为定值，此时负载与工作频率实测数据见表1-19。

从图1-118中可以看出，随着输出电压降低，此时因为负载电流不变（恒流输出），负载降低，电源的工作频率也跟着降低。

1.7.4.3 精度

作为LED电源，恒流精度（包括不同LED电压下，以及不同输入电压时的输出电流精度）一直是大家关注的一个指标，这是因为LED输出电流直接和LED的光通量有关，所以一般LED恒流精度即代表着光通量的范围，特别是当一批LED灯安装在某一区域时，如果输出电流/光通量变化较大的话，那么灯与灯之间的差异更为明显。所以LED电源从一开始到现在，这个指标变化不大，综合考虑方案成本、元器件实际容差、产品品质管控能力，目前来看这个恒流精度，对于0.3A以下的电源，一般5%～7%是比较合理的要求，也是实际上能够做到的。而对于0.3A以上大电流输出场合，综合成本及使用实际情况，3%～5%的精度是比较合理和可现实的。

在这里我们用图1-119的条形图来表达电源的输入和输出调整率，可以看出此电源方案满足了最开始设计的5%的要求。

1.7.4.4 最终成品实物

至此，我们可以看到此电源的实物如图1-120所示，IP67防水设计，铝外壳辅助散热，灌胶设计。当然由于是手工焊接，焊点、焊锡可能存在一定的不良，但这个产品经过我们的理论设计，实际波形测试，是可以进行小批量试产的。

1.7.4.5 小结

由此实际测试结果可以看出，一个电源从设计到量产，不仅仅只是依靠理论计算就能完全覆盖所有方面的，工程研发调试必不可少。从原理图和PCB绘制时，就应该要考虑到可生产性、工厂生产线的可测试性、可维修性（这在本书的后面几章会专门讲到），而在元器件选择时，要充分利用工程师自己所在公司的元件库，尽量按照平台元器件通用性选择，以避免采购备料出现问题。此单级反激PFC电路的驱动电流以及其他测试结果，由于版面限制，不可能一一罗列，读者可以联系笔者索取。