1.6 PF与THD优化的工程化方法

在具体介绍解决方案前这里还是先理清概念，功率因数校正（Power Factor Cor-rection，PFC）是一种方法，或者说是一种途径来提升PF，改善THD。它与PF是不同的概念。把PFC说成是PF，或是反过来都是不对的，实际上现在许多设计资料，网站内容介绍等都在混用这两个概念。

LED照明驱动电源以及适配器类电源的广泛推广和使用，在其不断演进过程中涌现了许多提高PF的方法，来满足不同的标准规范。其实，荧光灯，特别是紧凑型自镇流荧光灯（CFL）已经使用了有几十年之久，其电路中有一些简单的PFC电路已经得到广泛使用，如表1-8是小功率CFL中用得最多的几种电路。而对于LED照明发展的前期，在许多低成本电路中也得到了广泛使用。注意，这里采用的PFC电路均为无源校正方式，随着LED照明专用芯片（ASIC）的广泛发展，芯片成本也日益下降，所以目前主流LED灯具已开始采用ASIC来实现有源PFC。但为了信息资料的完整性以及电路的历史溯源，这里仍就照明中常用的无源PFC做一些简单的分析。

可以看到，填谷式高PFC电路，简单的方式可以实现0.85以上的功率因数，而THD却高达40%，不难发现，这个正可以满足1.4节所介绍的能源之星灯泡中的要求，这也是在2010年左右，大量LED球泡灯、荧光灯等小功率产品广泛采用填谷式PFC电路的原因。

传统桥式整流与大容量电解电容滤波电路如图1-26a所示。由于只有在AC线路电压值高于电容（C1）上的电压时才会有电流通过，致使AC侧的输入电流IAC发生严重失真，电流导通角仅约60°（这取决于输出负载等因素），如图1-26b所示，从60°到120°，从240°到300°。这样的结果就是：输入电流发生严重畸变，导致线路功率因数很低，大概0.4～0.6，同时谐波电流值很大，如3次谐波达70%～80%，总谐波失真（THD）达120%以上。这种电路在目前的手机充电器等小功率（5W、10W这样的手机充电器），以及75W以下充电器、电源适配器中大量存在。从图1-26可以看到，尖窄的导通角会导致较大的THD，所以自然地就会想到让电流导通角增大，这样就有了填谷式（也称之为逐流电路）的提出。

1.6.1 填谷式PFC电路

填谷式功率因数校正电路（Valley-Fiu PFC），如图1-27所示，基本型填谷式无源PFC电路的输入电流波形见图1-28，注意，电容和二极管的方向可以调换。此电路最初由James J.Spangler于1988年提出，并于1991年12月发布于IEEE（http://www.spanglerprototype.com/pfc/IAS_1991_PFC_Techniues.pdf），开始用于荧光灯电子镇流器中，随后得到一些改进并被广泛使用，其改进型电路如图1-29所示。

图1-26a中的电容C1，若用图1-29a所示的三个二极管（VD5、VD6和VD7）和两个等值电容C3与C4来替代，则可以大大地改善输入电流的失真。由VD5～VD7和C3与C4组成的填谷式无源PFC电路，在AC线路电压较高时，由于二极管VD6的接入，电容C1和C2以串联方式被充电。只要AC电压高于C3和C4上的电压，线路电流将通过负载。一旦线路电压幅值降至每个电容上的充电电压[VAC（PEAK）/2]以下，VD6则反向偏置，而VD5和VD7导通，C1和C2以并联方式通过负载放电，此时AC电流不再向负载供电。这种不完全滤波填谷电路的输出电压（VO）波形呈脉动形状，极不平滑，但工频输入电流却得到修整，导通角达120°，即从30°增加到150°，从210°增加到330°，如图1-29b所示，这是比较理想的波形图，实际上的输入电流波形远没有这么好看。

简单地说，就是串联充电、并联放电，其简化等效图如图1-30所示，红色即为充电方向，可以看到此时是两个电容作为串联在充电，而放电的时候，由于C1和C2容值相等，它们都充到了Vin/2的电压，并以这个电压作为并联的方式进行放电，如图1-30中绿色线所示。

但此填谷电路存在几个严重的缺陷：

1.DC BUS总线的电压波动太大，对于后端控制器来说，即占空比变化范围太大，需要留下足够的设计裕量来考虑这个情况，因此，这个电路也不适用于全电压范围下的电源设计。

2.此电路不太适用于降压型电路，举例来说：比如220V的AC整流滤波后是310V左右的DC，电容串联充电，每个电容器分得的电压大概是155V左右，然后并联放电也是155V左右，所以降压电路的输出电压必须小于155V，这样在某些场合效率等影响过大。

3.此电路仍然不能很好地满足IEC 61000—3—2 C类的要求，所以改进型电路中会在中间二极管处加入电感或是功率电阻，这有助于减少THD，但是损耗会增加。文章（http://www.spanglerprototype.com/pfc/IAS_1991_PFC_Techniues.pdf）中也提到了加入电感以及电阻对THD的改善。

1.6.2 电荷泵PFC电路

21世纪90年代至今，由于节能型荧光灯的普及，越来越多数量的节能灯具被安装，为了实现真正的绿色电光源，高功率因数的电子镇流器得到发展，但随之价格逐渐成为主导因素，电荷泵功率因数校正（Charge Pump PFC）电路由于其成本低廉而大行其道，慢慢发展出来有电压源电荷泵功率因数校正（VS-CP PFC）、电流源电荷泵功率因数校正（CS-CP PFC）电路和输入电流连续型电荷泵功率因数校正（CIC-CP PFC）电路三种主要电路结构。

电压源电荷泵功率因数校正电路如图1-31所示，其由高频电压源为泵电容提供基准电压，当输入电压高于电容电压和高频电压源的和时，输入电流给电容充电；当高频电压源和电容电压的和高于直流母线电压时，电容放电。这样输入电流不直接给滤波电容充电，改善了输入波形，提高了功率因数。这种电路结构简单，实现容易，但是开关应力较大，目前这种电路已经应用于电子镇流器和开关电源中。

电流源电荷泵功率因数校正电路如图1-32所示，其利用高频电流源实现功率因数校正的功能。当输入电流小于高频电流源的电流时，泵电容充电；当输入电流高于高频电流源的电流时，泵电容放电。该电路开关应力较小，但是在一般电路中，幅值恒定的高频电流源不易实现，这种电路多用于电子镇流器电路中。

输入电流连续型电荷泵功率因数校正电路如图1-33所示，其由一个电感和高频电流源结合来实现功率因数校正的功能，其基本原理和电流源电荷泵功率因数校正电路相似。这种电路性能优良、开关应力小。但是电路较复杂，实现高功率因数的条件也比较苛刻，在一般的电路中很难实现，通常要借助于计算机仿真来调节电路参数，实现高功率因数。但是这种电路在电子镇流器电路中也有应用，具体可以参考后面的参考文献。

总而言之，电荷泵功率因数校正电路结构简单，成本低，不需要复杂的控制电路，只要电路中能提供一个高频源就可以实现功率因数校正。其校正后的电路功率因数可以达到0.99以上，并且可以有效地消除谐波，能满足IEC 61000—3—2的谐波要求。电荷泵功率因数校正电路是一种非常难调试的试凑型电路，而且负载功率、输入范围、器件容差等变化对结果的影响很大，整体的研发设计成本和可靠性都不占优势。所以目前市面上除了小功率电子镇流器中有零星使用外，LED照明中鲜有量产的情况。

1.6.3 电荷泵填谷PFC电路

这种类型的电路集合了填谷电路和电荷泵的特性，但是电路过于复杂，这需要复杂的参数匹配和调试。真正量产的产品不多，现在也基本上看不到此类电路的广泛应用了。典型的电荷泵无源填谷PFC电图如图1-34所示。

1.6.4 升压有源功率因数校正（APFC）电路

前述三种电路类型都是从导通角的角度考虑，那么有源PFC（Active Power Fac-tor Correction，APFC）的提出，则是从电路的角度，让输入的电流相位/波形形态紧紧跟随着输入电压，这样实现接近1的PF值。理论上而言，任何电路都可以实现输入电流跟随输入电压，也有大量文献从多种角度分析了不同电路的优劣性，如表1-9所示，但具体的对比本书不再赘述，可以参考本章后的参考文献。

升压有源功率因数校正（Boost APFC）电路能在今天大行其道，最关键的几个原因如下：

· Boost电路输入端接电感，天然地对输入电流存在整形滤波效果，输入电流本质上连续，这可以减少滤波器的使用，使滤波成本和体积减少。

· 设计简单化，Boost电路的开关器件是低端驱动，而不像Buck电路那样，很多场合下需要高端侧驱动，这样增加了电路实现的复杂度。

· 高压输出（较高单位体积能量存储能力），有良好的输出维持能力。

· 相对于Buck电路拓扑，由于整流桥后母线电压从0～400V左右波动，这样Buck电路总会在一段时间内输入电流断续，而Buck-Boost电路拓扑，其开关器件上的耐压远大于Boost电路上的耐压。

· AC输入直接进入母线储能电容，可以减缓雷击浪涌的不利影响。

· 能够实现全电压范围的输入，这对于适配器类的电源（如电脑电源、笔记本电源等）的设计大为简化，有利于产品的全球化销售。

· 已有大量的IC可以选择，相关的分析文献可以帮助设计者完成设计。

而其主要缺陷：

· Boost电路拓扑，导致输出级的电解电容应力很大，对于全电压输入场合，Boost APFC的输出电压一般在390～420V，这样一般需要选择450V等级或以上电压等级的电解电容作为输出级，如此大的电解电容，其成本、体积也是经常碰到的一个难题。

· 对于大多数负载而言，400V高压不可以直接拿来使用，必须再加一级隔离降压或是调节电路。

· 由于没有开机启动冲击电流限制（这与前面提到的抗雷击浪涌的优点恰好相反），所以要么用低成本的消耗型冲击电流抑制电路，要么选择高成本的有源抑制电路。

· 对于全电压范围下，占空比变化比较大，磁性元件的设计是个挑战。由于输出电压与输入电压的压差，这样导致在低压输入时效率会下降，同时会影响到PFC电感的设计。

· 同时对于短路保护需要特殊加以设计。

如果说前述的填谷电路对于工程师的技术要求和电子电路基础知识的要求比较低的话，那么APFC则对电源工程师的专业知识提出了较高的要求。虽然LED电源从最开始发展到现在，从一度朝阳新兴的产业到现在的成熟化，乃至有人称之为红海产业，LED驱动电源的技术发展却极为有限。这也是因为现今电力电子技术的发展受到半导体基础物理材料的缓慢发展所致。而电力电子拓扑学，由于受限于商业化成本、可实现度，以及生产难易度等因素的综合影响，能真正走向平民化，实现量产的消费性电子电路还和几十年前没有太多区别。

1.6.5 单级反激式APFC电路和双级APFC电路

为了融合PFC电路以及实现输出控制，在Boost APFC的基本上，逐渐演化出了一种单级反激式APFC电路结构。这中间又有许多变种，本书仅分析最为常用的一种。单级反激式APFC作为一种因为LED驱动电源而衍生出来的功率因数校正电路，由于其性价比超高的优势，故从出现之初，就受到了LED电源产业界的喜爱。单级反激式APFC变换器中的PFC级和DC-DC级共用一个开关器件，并采用PWM方式的同一套控制电路，同时实现功率因数校正和对输出电压的调节，这几年在LED驱动电源以及中小功率电源适配器（＜150W）中得到广泛使用。双级PFC变换器使用两个开关器件（通常为MOSFET）和两个控制器，即一个功率因数控制器和一个PWM控制器。只有在采用PFC/PWM组合控制器芯片时，才能使用一个控制器，但仍需用两个开关器件。两级式PFC电路在技术上十分成熟，早已获得广泛应用，该方案虽然存在电路拓扑复杂和成本较高的缺点，但同时也拥有一些特殊的优点，如抗浪涌、保持时间长、输出纹波小等，本书的第2章会给予详细介绍。

PWM电路这么多年已日趋走向成熟，芯片内部集成过电流保护（OCP）、过电压保护（OVP）、过功率保护（OPP）等各种保护功能，国内外适配器电源厂家、LED驱动电源厂家也在广泛地使用，单级反激式APFC电路目前是解决10～80W最具性价比的选择。

单级反激式APFC变换器电路简单，但功率因数校正后的结果和对输入电流谐波抑制的效果不如双级PFC变换器。单级反激式APFC电路目前作为LED驱动电源比较成熟的一个应用，无论从方案选择还是成本、设计等各方面，工程师有必要了解其潜在的问题。一个典型的单级功率因数校正电路图（部分截图）如图1-35所示（注：为了简化描述，本书中的单级反激式APFC电路，以下简称为单级PFC）。

1.双级PFC电路的THD很容易做到10%左右，而单级PFC大多数只能做到20%左右，这是因为芯片在有限的引脚分布中要实现PFC+PWM双重功能，不得不牺牲一些特性（如调整率、启动特性、THD等）。

2.雷击浪涌安规问题：前级PFC后有大电容吸收能量，而单级PFC初级却赤裸裸地暴露在电网中，对浪涌需要更严苛的防护，一般做到共模浪涌2kV至少需要两级压敏电阻，由于标准缺失，目前很多这种电源以1kV甚至更低的标准进行测试，所以经常会使用800V或是以上级别的MOSFET，以防止浪涌时损坏。而大规模使用的MOSFET一般等级为600～650V，但在这种电源架构下显得裕量不足。

我们对电源进行浪涌测试，大小为差模浪涌1kV，分别测试前压敏电阻ZNR2和桥后MOSFET（2）上的电压，得到波形如图1-36所示，可以看到，浪涌产生的时候，虽然压敏电阻起到作用，但残压的存在还是在MOSFET上产生了尖峰，其值可达670V，对于650V等级的MOSFET来说是一个危险的情况。

3.电源保护问题：单级PFC的芯片是一个解决电流失真调制THD的电路，不可能全部内置好这些功能，专用的单级PFC芯片一般是倾向于实现PF和THD，而在保护特性上所做不多，特别在一些单一故障情况下，保护略显不足。

4.空载下待机成为一个难点，特别是随着智能照明场合的要求不断增多，待机的要求也越显突出。

5.关于纹波电压问题，特别是100Hz/120Hz的工频纹波问题很严重，如果想消除到一定程度，必须依靠足够的输出电容，即大容量的电解电容来处理，这无形增加了产品的体积和成本，但是工频纹波问题是LED驱动电源的一个痛点，后面我们有专门的章节来讲解怎么处理。

6.大量的电解电容的使用，大尺寸的磁性元件的使用，使得小体积也难于实现。

7.单级PFC工作频率高，而且属于调频方式，工作在50～150kHz间，EMI问题难解决，再加上如果是全电压范围的电源，高低压下的频率变化比较大，所以EMI测试及整改也变得复杂化，这是很多工程师报怨单级PFC的EMI比较难解决的原因。