3.6 不同开关器件、不同直流电压的2H桥的级联叠加

3.3节～3.5节介绍的是具有独立直流电源的H桥级联叠加式多电平逆变器。这些H桥级联式多电平逆变器，采用的是开关器件 IGBT相同、器件的耐压等级也相同的2H桥或3H桥的串联级联叠加。这种级联叠加方式有两个缺点：一是所有的2H桥或3 H桥都工作在SPWM状态，因此不宜采用低频高压大功率开关器件，如可关断晶闸管GTO等；二是在相同的电平数条件下，所用的独立直流电源的电压较低，电源个数较多，这就限制了多电平逆变器的使用范围，也不利于逆变器提高输出电压，扩大输出功率和降低成本。本节将要介绍的所谓2H桥混合级联叠加式多电平逆变器，其实质是采用不同类型的开关器件（如IGBT和GTO）和不同直流电源电压的2 H桥进行串联级联叠加。这样一来，可以使低频高耐压的大功率开关器件（如 GTO）和高频低耐压的中功率开关器件（如IGBT）混合应用。采用低频高耐压开关器件的2 H桥主要承担的是提高输出电压的重任，而采用高频低耐压开关器件的2H桥主要承担的是改善输出电压波形和调节输出电压的任务。这样一来，既提高了级联式多电平逆变器的性能，又可以降低制造成本。这是当前级联式高压大功率多电平逆变器的一个重大突破，是重要的发展方向之一。

3.3节介绍的采用相同的开关器件IGBT和相同的直流电源电压E的2H桥串联级联叠加，是N个相同的2H桥的串联级联叠加，其输出电压的电平数为2N+1。若将串联级联叠加多电平逆变器中各个2H桥的直流电源电压按2倍方式递增，即分别取E，2E，4E，…， 2N-1E时，则输出电压的电平数为；若将串联级联叠加多电平逆变器中各个2H桥的直流电源电压按3倍方式递增，即分别取E，3E，9E，…，3N-1 E时，则输出电压的电平数为或3N。这是各个2H桥采用独立直流电源电压按2倍或3倍递增方式进行串联级联叠加带来的好处，即电平数增多了。因此，按3倍递增所得的电平数最多，2倍递增次之，相同取法所得的电平数最少。3倍递增虽是最优的取法，但是在某些情况下它是不能应用的，这一点请注意。

3.6.1 用GTO与IGBT做开关的两级2H桥串联级联叠加

如图3-17所示是采用可关断晶闸管GTO与IGBT做开关的两级2H桥串联级联叠加电路。用GTO做开关的2H桥1的直流电源电压E1=3kV，用IGBT做开关的2H桥2的直流电源电压E2=1.5kV，2个2H桥的电源电压是2倍递增的，由此可得到7电平电压的输出。两个2H桥串联级联叠加后，多电平逆变器的直流电源总电压为E1+E2=4.5kV，可以在输出电压uA中叠加合成出4.5kV，3kV，1.5kV，0，-1.5kV，-3kV，-4.5kV七电平的阶梯波，如表3-2所示。由于直流电源电压为E1=2E2，故与直流电源电压E1=E2的普通2H桥串联级联叠加多电平逆变器相比，该逆变器的输出电压uA的电平数由5增加到了7，相当于3个2H桥的级联叠加。

1.控制方法

如图3-17所示的电路是用2个2H混合级联叠加的SPWM多电平逆变器，其中2H桥1的开关器件是 GTO，主要用于提高逆变器的输出电压；而2H桥2的开关器件采用的是IGBT，主要用于改善逆变器的输出电压波形和调压。2H桥1的直流电源电压E1=3kV，2H桥2的直流电源电压E2=1.5kV。为了调节逆变器的输出电压，2H桥1 与2H桥2 均采用了SPWM控制，其中2H桥1采用的是基频SPWM控制，其载波采用的是单极性基频三角波，调制波采用的是基频正弦波uS，使得2H桥1的输出电压uP1成为基频三电平电压，uP1的幅值为2E，如图3-18中的（b）所示；而2H桥2采用高频载波三角波比较式SPWM跟踪控制方式，其载波三角波采用的是高频单极性三角波，而调制波采用与2H桥1 相同的同一个正弦波uS（幅值为3E）减去2H桥1 输出电压 uP1的差值波形 uS-uP1来作为调制波，如图3-18中的（c）所示。对2H桥2进行跟踪式SPWM控制，可使输出电压uP2跟踪uS-uP1波形，如图3-18中的（d）所示，则2H桥1与2H桥2的输出电压之和为uP1+uP2=uP1+uS-uP1=uS≈uAO，即2H桥1与2H桥2级联叠加合成的逆变器输出电压uAO≈uS，如图3-18中的（e）所示。我们把上述的SPWM控制方式称做分段层叠式SPWM控制，其原理框图如图3-19所示。在此处，控制分成了三段，如图3-18中的（b）所示。这种SPWM控制法在第4章中还将进行详细介绍。此外，由图3-18中的（e）可以看出，输出电压uAO的每一个电平都可以进行SPWM控制，也只有这样才能求出uAO的数学表示式。

2.输出电压uAO的数学表示式

由前面所述的分段层叠式SPWM控制法得到的如图3-18（e）所示的输出电压uAO的波形，实际上也可以采用如图3-18中的（f）所示的载波三角波层叠式交替反向（Alternative PhaseOpposition Disposition，APOD）PWM控制法得到，只不过是分成了三段进行SPWM控制而已；而如图3-18中的（f）所示的APOD-SPWM控制法得到的输出电压uAO的波形，也可以采用载波三角波移相SPWM控制法来得到，如图3-18中的（g）、（h）、（i）所示。所谓载波三角波移相SPWM控制法，是指对于N个单极性载波三角波，依次移相，再用每一个载波三角波uC1～uCN与正弦调制波uS进行比较，在uS＞uC1～uCN的部分产生出N个单极性SPWM输出电压波形u′P1～u′PN，再用u′P1～u′PN相加，即u′P1+u′P2+u′P3+…+u′PN，由此就可以得到与图3-18中（e）所示的，或与图3-18中（f）所示的相同的输出电压uAO波形了。

如图3-17所示的级联叠加电路，输出电压的电平数m=7，相当于N=3的载波三角波移相SPWM控制级联叠加，三个载波三角波uC1，uC2，uC3依次移相相位角。用uC1与uS进行比较，在uS＞uC1的部分得到输出电压1；用uC2与uS进行比较，在uS ＞uC2的部分得到输出电压；用uC3与uS进行比较，在uS＞uC3的部分得到输出电压。然后用1～u′P3相加，就可以得到与图3-18中的（e）和（f）相同的输出电压uAO的波形了，即u′P1+u′P2+3=uAo。这样，利用载波三角波移相SPWM控制法，即图3-18中的（g）～（i）就可以求出如图3-18中的（e）所示输出电压uAO的数学表示式了。

假定uC1的初相位角α1=0，uC2的初相位角，uC3的初相位角，则由式（3-1）可分别求得uC1与uS比较产生的电压，uC2与uS 比较产生的电压，uC3与uS 比较产生的电压，参见图3-18中的（h）。它们的数学表示式分别为

在式（3-30）～式（3-32）中，F′为单极性SPWM控制的载波比，（式中，ωC为单极性载波三角波的角频率，ω （式中，US为正弦调制波的幅值；UC为单极性载波三角波的幅值）；m′为双重傅里叶级数中载波谐波的次数；n为基波谐波的次数。S为正弦调制波的角频率）；为调制度

因为或0，当m′等于3的奇数倍时等于-3，当m′等于3的偶数倍时等于+3，当m′等于3的整倍数以外的数时等于0。

所以有

或

在式（3-34）中，当m′等于3的奇数倍时取负号，当m′等于3的偶数倍时取正号。

由式（3-34）可知，在输出电压 uAO中已经消除了3F′±1次以下的谐波，只包含3F′±1次以上的谐波。

这种级联叠加控制方式使输出电压的电平数由5增加到了7，比2个相同直流电源电压2H桥的级联叠加增加了2个电平，而且各个电平又都可以实现SPWM调制。

3.输出电压波形的仿真

如图3-20所示为2个2H桥混合级联叠加输出电压波形的仿真，其中图3-20（a）为2H桥1的输出电压波形，图3-20（b）为2H桥2的输出电压波形，图3-20（c）为级联叠加后的输出电压波形。

3.6.2 用GTO与IGBT做开关的三级2H桥串联级联叠加

采用可关断晶闸管GTO与IGBT做开关，直流电源电压分别为1kV、2kV和6kV的三个2H桥进行三级串联级联叠加的多电平逆变器电路如图3-21（a）所示。其中2H桥1的直流电源电压为6E=6kV，采用GTO做开关管；2H桥2的直流电源电压为2E=2kV，也是采用GTO做开关管；2H桥3的直流电源电压为E=1kV，采用IGBT做开关管，下面介绍这种串联级联叠加多电平逆变器的工作状态与控制方式。

逆变器的输出电压是幅值为+9kV与-9kV的交流电压。各2H桥的输出电压控制方式为：2H桥1采用固定触发角驱动，以消除3次及5次谐波；2H桥2 采用给定的触发角驱动，以消除其他两种低次谐波；而2H桥3则采用的是高频载波反相层叠SPWM控制法，以便消除载波的谐波及调节逆变器的输出电压。将各个2H桥输出电压uP1、uP2、uP3进行串联级联叠加，就可以得到如图3-21（b）所示的输出电压uA的波形了。

逆变器各2H桥的工作状态与输出电压电平如表3-3所示。

这里需要指出的是，2H桥3采用的是反相层叠式SPWM控制，它的调制波是正弦波uS与2H桥1及2H桥2输出电压uP1与uP2的瞬时值波形之差，即uS-（uP1+uP2），载波采用的是单极性反相层叠式三角波。通过SPWM控制使2H桥3 输出的电压如图3-21（b）中的uP3所示。叠加后的输出电压为uA=uP1+uP2+uP3。

用GTO与IGBT做开关的三级2H桥串联级联叠加的输出电压仿真波形如图3-22所示。其中图3-22（a）为2H桥1的输出电压uP1的仿真波形，图3-22（b）为2H桥2的输出电压uP2的仿真波形，图3-22（c）为2H桥3的输出电压uP3的仿真波形，图3-22（d）为串联级联叠加后的输出电压uA的波形。

在该电路中，用GTO做开关的2H桥1和2H桥2，主要用来承担输出高电压的任务；用IGBT做开关的2H桥3，主要用来调节逆变器的输出电压和改善输出电压波形，可以调压的幅度约为11%。

3.6.3 采用不同开关器件、不同直流电压的其他2H桥的级联叠加方式

前面介绍了两种具有独立直流电源2H桥的混合型级联叠加方式，除此之外还应对其他一些级联叠加方式进行说明，以便于选用。

一般的2H桥级联叠加多电平逆变器，是由N个拥有相同直流电源电压的2H桥进行串联级联叠加的，输出电压的电平数为2N+1。而下面将要介绍的混合级联式多电平逆变器，其N个2H桥的直流电源电压可以采用2倍递增或3倍递增的直流电源电压。2倍递增可以串联级联叠加出2N+1-1个电平的电压；3倍递增可以串联级联叠加出3N个电平的电压。此外，还可以采用2倍递增与3倍递增混合的直流电源电压。如图3-21（a）所示的电路采用的就是1、2、6混合递增式串联级联叠加的方式。

为了得到较好的输出电压波形及较好的输出电压频谱特性，应在一般的级联多电平逆变器的各个输出电压电平上进行 SPWM控制，从而在整个合成电压电平上实现完全的SPWM控制。而当采用2倍递增、3倍递增或混合递增直流电源电压的串联级联叠加时，基于输出多电平电压的需要，混合级联叠加多电平逆变器可能采用的串联级联叠加方式如表3-4所示。

注：1.加（ ）的表示是3H桥，不加（ ）的表示是2H桥。

2.一个3H桥等于两个2H桥的级联叠加，如一个2H桥与一个3H桥的（1E，4E）级联叠加等于3个2H桥的（1E，2E，2E）级联叠加。

3.○内数表示各个电平都能进行SPWM控制的最多电平数的级联叠加；□内数表示部分电平能进行SPWM控制的最多电平数的级联叠加。

由表3-4可知，在相同复杂程度的控制方式下，要想既能实现级联叠加多电平逆变器的完全SPWM控制，又能实现高电压与高电平数输出的直流电源电压的取法组合方式，应选用（1、2、6），如图3-21（a）所示。如果直流电源电压组合方式选取（1、2、7），则输出电压的电平数为21，虽然电平数多，但只能实现部分电平的SPWM控制，其仿真波形如图3-23所示，其中画圈的部分是不能实现SPWM控制的部分。