1.2.2 基于模块化多电平换流器的直流变压器
2011年，S.Kenzelmann等人提出了基于MMC的隔离型直流变压器（记作MMC-DCT），用于连接中高压直流母线，如图1.6所示，采用单相MMC将中压直流电压变换为中频交流电压，从而通过中频变压器实现电压隔离与变换[38,39]。模块化多电平结构的引入不仅有效降低了中压端口侧开关器件的电压应力，还带来了高冗余性的优势。该结构结合了DC/DC变换器与模块化多电平换流器的工作特点，从拓扑角度，该MMC-DCT拓扑可看作是采用由半桥模块组成的桥臂替换传统全桥型DAB变换器中开关器件得到，而从控制角度，MMC中半桥桥臂的上管同时开关，占空比为50%，也类似于全桥电路。自此之后，国内外学者针对不同应用场景需求与潜在问题，对MMC-DCT拓扑结构与控制策略进行了大量的研究。
图1.6 隔离型MMC直流变压器拓扑结构
1.基于模块化多电平换流器的直流变压器拓扑结构演化
参考文献[40，41]采用如图1.7a所示的三相MMC与三相变压器构建直流变压器，提升了MMC-DCT的传输功率容量，降低了端口电流纹波。而参考文献[42-52]则针对MMC-DCT中模块数量多、体积庞大的问题，通过结合MMC与隔离型DC/DC变换器的研究成果，分别提出了不同的紧凑化MMC-DCT拓扑结构。参考文献[42]引入紧凑化多电平可控桥臂变换器（Alternative Arm Converter，AAC）替换MMC，实现交直流电压变换，其典型结构如图1.7b所示。AAC结合了两电平AC/DC换流器与MMC的工作特点[53]，采用全桥子模块桥臂输出基本正弦半波，通过桥臂开关QAu～QCu与QAd～QCd实现交流电压换向。相较于MMC，AAC使用较少数量的子模块，即可输出相同的交流电压。然而，AAC需使用全桥子模块组成桥臂，增大了开关器件的数量与成本，且桥臂开关（QAu～QCu与QAd～QCd）需要承受较高的电压应力，增大了工程应用难度，而这些问题也同样存在于AAC结构的DCT中。相似地，参考文献[43]采用如图1.7c所示的开关混合型模块化多电平换流器拓扑构建了DCT，实现交直流电压变换。不同于参考文献[42]，参考文献[43]采用类DC/DC变换器控制方式，即同一桥臂内半桥模块开关驱动一致，DCT工作模式类似于传统三相DAB变换器[54]，可实现器件的零电压开通（Zero-Voltage-Switching，ZVS），降低了开关损耗与器件串联的实现难度。并且由于该结构仅需使用半桥模块桥臂，相较于AAC结构，更利于提升直流变压器功率密度和降低成本。然而，由于开关器件QAd～QCd为硬关断，串联器件的动态均压问题仍需注意。进一步地，参考文献[44]引入了并联混合型AC/DC换流器结构组成直流变压器[55]，其拓扑如图1.7d所示。通过控制半桥桥臂的输出电压，使得串联开关在换向工作时的电压被钳位在零电平，实现了串联开关器件的ZVS开关，解决了器件开关过程中的动态均压问题。
图1.7 基于MMC的直流变压器中压侧交直流变换电路结构演化
另一方面，参考文献[45-47]充分结合DC/DC变换器工作特性，采用基于半桥模块的桥臂替代了半桥电路中的开关器件，提出了如图1.7e所示的拓扑结构。该结构仅使用了一组桥臂，因此相较于图1.6中的单相MMC结构，大大减少了桥臂模块的数量。参考文献[48,49]则直接将半桥模块桥臂串联变压器绕组，构建了一种桥臂串联结构，如图1.7f所示。该结构中，半桥桥臂电压为中压直流端口电压叠加交流分量，从而在变压器端口产生交流电压，实现电压变换。进一步地，参考文献[50]在该结构的基础上引入阻抗解耦思想，提出了另一种桥臂串联结构，如图1.7g所示，半桥桥臂与高频变压器串联后，与LC支路并联，形成中频交流传输回路。在中压端口处增加陷波电路滤除交流电压，以保证中压端口电压质量。但是，图1.7e～g中结构均在中压端口处采用了集中式电容结构，存在电容电压应力较高、体积庞大的缺点，并且在中压直流端口发生短路故障情况下，集中式电容放电电流较高，使得故障难以快速隔离，降低了运行可靠性。因此，参考文献[51，52]提出了一种如图1.7h所示的桥臂并联结构，在减少桥臂模块数量的同时取消了中压端口集中式电容。其工作方式与图1.7f结构相似，半桥桥臂的输出电压为中压直流端口电压叠加交流分量。在中压端口处采用电感进行滤波，而在变压器侧则采用电容Cd滤除直流分量，从而在变压器端口得到交流电压。由此不难发现电容Cd电压与中压端口直流电压相同，该结构依然存在单一电容电压应力较大的问题。
2.基于模块化多电平换流器的直流变压器调制策略
现有MMC型直流变压器的调制策略可简单归纳为两类：
1）高频载波调制方式，其延续高压直流（High Voltage Direct Current，HVDC）场合中MMC换流器的调制策略，如最近电平逼近调制策略[56,57]与载波层叠[58,59]、载波移相[60,61]等脉宽调制策略。其中，最近电平逼近调制策略需要较多的模块数量才可以实现较好的交流电压调制效果，而考虑到中压直流配电场合电压等级相对HVDC系统较低，MMC型直流变压器模块数量相对较少，载波移相、载波层叠等脉宽调制策略更为适合。各类调制策略已经在HVDC-MMC场合中得到了充分的应用与验证，相应的功率控制、桥臂子模块电容均压[62]等策略也可推广至MMC-DCT中。然而，在该类调制方式下，直流变压器交流电压频率受限，通常为几十至几百Hz[50]，导致庞大的桥臂模块电容与变压器，降低了直流变压器功率密度。参考文献[63]将交流电压频率由几百Hz提升至10kHz，以减小磁心元件与电容体积，但这导致了较高的开关频率（参考文献中为40kHz），使得开关损耗急剧上升，降低了直流变压器的运行效率。
2）类DC/DC变换器调制方式，其借鉴两电平DC/DC变换器工作特点，将MMC桥臂整体作为一个开关器件进行控制，使得DCT中交流电压波形、器件软开关具有与传统DC/DC变换器相似的特性。该调制方式在参考文献[38]首次提出MMC型直流变压器时已被应用，对于如图1.6所示的DAB型单相MMC-DCT，同一桥臂内各半桥模块对应开关管同时开关，在MMC交流端口形成两电平方波电压，并采用单移相（Single-Phase-Shift，SPS）控制策略调节两侧MMC的移相角，以控制传输功率。然而，该调制方式下方波电压幅值等于中压直流端口电压，其陡峭的上升、下降沿在变压器端口造成很高的dv/dt。考虑到大功率高频变压器绕组匝间/层间存在较大寄生电容[64]，高dv/dt易损坏电感与变压器绕组间绝缘[66]。因此，参考文献[65]提出了准两电平（Quasi Two-Level，Q2L）调制策略，在同一桥臂内各半桥模块开关驱动间引入内移相角，减缓了交流电压瞬时的上升/下降沿。另一方面，这一类基于DAB变换器或谐振变换器的DCT可实现开关器件的软开关，有助于降低开关损耗，提升变换效率。但是由于桥臂电流为交直流电流叠加，易于保证半桥模块内的上开关管的开通电流为负，实现其ZVS开通，而下开关管软开关特性则较差，在端口电压不匹配或轻载工况下易丢失ZVS开通。参考文献[66]对Q2L调制下DAB型MMC-DCT在不同端口电压比与传输功率条件下的开关管ZVS边界进行了推导。此外，由于SPS控制下DAB型MMC-DCT具有较大的回流功率，不利于变换效率的提升[68,69]，参考文献[70]引入DAB变换器中的双重移相（Dual-Phase-Shift，DPS），提出了DPS-Q2L控制策略，通过优化单相MMC两组桥臂间移相角，可以减小回流功率与电流应力，提升了变换效率。参考文献[71，72]结合DAB变换器中的三角形电流控制策略，实现了开关管的零电流关断（Zero-Current-Switching，ZCS）。上述调制方式是通过控制交流电压零电平时间，实现端口电压匹配，而参考文献[47，48]则通过改变投入子模块个数，调节交流电压幅值，优化端口电压不匹配情况下的软开关性能。
对于类DC/DC变换器调制方式下的MMC-DCT，实现子模块电容均压也是一个关键问题，且由于交流频率较高，HVDC-MMC场合中的通过电压闭环调节子模块占空比的均压方法难以应用。参考文献[48，49]通过对桥臂模块的驱动信号进行轮换循环，实现了电容电压的自动均衡，但实际上由于开关器件、电容容值的差异性，各模块电容电压存在难以消除的静差。因此，参考文献[73，74]通过分析驱动信号相位对模块电容充放电电荷量的影响，采用电压排序方式，对电压最低的模块给予相位超前的驱动信号，实现了模块电容电压平衡。然而，参考文献[75]指出该排序方式仅适用于两直流端口电压比小于1.1的工况，并提出了一种双排序均压算法，通过比较两次排序后电容电压差以分配驱动信号，从而实现子模块均压。参考文献[76]则将HVDC-MMC中的硬件均压电路[77]引入MMC-DCT，当相邻两个半桥模块下管开通时，模块电容并联均压，因此可实现所有模块电容电压一致，但硬件电路的引入增大了损耗，降低了变换效率。参考文献[78]则针对桥臂阻抗不一致导致的桥臂间模块电容电压偏差问题，通过在上下桥臂间引入内移相角，主动注入环流分量，实现桥臂间电压平衡。