1.2　高频隔离功率变换系统拓扑结构

1.2.1　双向高频隔离变换器

在上一节中已指出，高频隔离功率变换系统是直流微电网、固态变压器、数据中心供电系统、电动汽车等诸多应用的核心部分之一。在直流微电网、固态变压器、储能系统等应用中，高频隔离变换器不仅需要完成各种电压等级的转换和电气隔离，还需要实现对功率流的灵活控制和智能管理。因此，直流变压器的核心变换器需要具有双向功率流处理能力。在电动汽车应用中，电池与电机驱动之间也需要双向DC/DC变换器用来实现回馈制动。同时，随着电动汽车V2G（vehicle-to-grid）技术受到越来越多的关注，双向OBC的概念也受到各厂商的重视，这就要求OBC中的隔离型DC/DC变换器能够反向传输功率。

由图1-8可见，所谓双向隔离型DC/DC变换器可以认为是集成了两个单向工作的DC/DC变换器，从而使得能量既可以从变换器原边端口流向变换器副边端口，也可以从副边端口流向原边端口。通过器件复用，相比于两个独立的单向隔离型DC/DC变换器，双向DC/DC变换器具有元器件数目少、系统复杂度低等明显优势[93-94]。

图1-8　双向隔离型变换器构造示意图

如图1-9所示，双向高频隔离型DC/DC变换器的拓扑由输入及输出滤波环节、原副边整流和逆变环节、谐振网络以及高频变压器构成，其中的谐振网络可以只包含一个电感，也可以由两个或多个电感与电容组成[94]。对于单向隔离型DC/DC变换器，其输入侧将直流输入逆变为交流，在输出侧将交流重新整流为直流并输出到负载端，中间通过高频变压器进行电气隔离和电压转换。而双向隔离型DC/DC变换器的特点在于变换器的输入端和输出端均既可以作为逆变电路也可以作为整流电路。因此变换器反向工作时，不需要改变电路结构，而只需要调整变换器的调制和控制策略。

图1-9　双向高频隔离型变换器结构示意图

近年来，在双向隔离型功率变换器中，电压型DAB（voltage-fed dual active bridge, VF-DAB）变换器[71,95-97]和CLLC（电容－电感－电感－电容）谐振变换器[98-100]受到广泛关注。如图1-10（a）所示，VF-DAB变换器由两个全桥电路、一个高频交流电感和一个高频变压器组成。输入输出端口通过电容进行滤波；高频变压器实现电气隔离和电压匹配功能；交流电感用于实现瞬时的能量存储；原副边全桥电路实现DC/AC和AC/DC的转换，并控制通过高频变压器的功率。如图1-10（b）所示，双向CLLC谐振变换器与VF-DAB变换器电路结构类似，均为八开关管拓扑；区别在于VF-DAB变换器的谐振网络只包含一个电感，而CLLC变换器的谐振网络包含四个无源器件。

图1-10　典型双向高频隔离DC/DC变换器

（a）电压型DAB变换器；（b）双向CLLC谐振变换器；（c）电流型DAB变换器；（d）三相DAB变换器

VF-DAB变换器最简单的调制方式为单移相（single-phase shift, SPS）调制，此时变换器的原、副边全桥均产生占空比为0.5的双极性方波，通过控制两个方波的相对相移来调节变换器的传输功率[95,97,101]。VF-DAB变换器具有无源器件少、元器件的电压和电流利用率高的优点，适合应用于高压大功率场合。另外，VF-DAB变换器中的开关管易于实现零电压开通，设计中可以提高开关频率，容易实现较高的效率和功率密度。但该变换器也存在一定的缺陷，当输入电压与输出电压的比值与高频变压器的变比不匹配时，电流有效值增加且电流峰值显著上升，使得开关器件和磁性元件的导通损耗增加，系统效率降低。除此之外，VF-DAB变换器的开关管在电流峰值时可能发生关断，因此部分器件关断损耗较大。上述两个缺陷可通过优化VF-DAB变换器的调制策略进行改善，即优化原、副边全桥双极性方波的占空比以及相对相移，目前已有许多关于该调制策略的研究，并取得了良好效果。

CLLC变换器是一种谐振型变换器，正常工作时，输入端口的全桥电路输出占空比为0.5的双极性方波，输出端口的全桥电路工作在二极管整流或同步整流状态。相比于VF-DAB变换器，CLLC变换器具有较小的开关损耗。另外，CLLC变换器能够通过改变开关频率控制传输功率，较宽的开关频率范围不利于高频变压器以及输出滤波器的优化设计，且会对变换器的电磁干扰（electromagnetic interference, EMI）产生影响。同时，谐振网络中包含较多电感和电容元件，增加了成本和体积。此外，CLLC变换器的感性工作区存在电压增益曲线不单调的情况，也给控制器的设计增加了难度。

为了解决VF-DAB变换器两端电压匹配的问题，有学者[102-106]将Boost变换器和VF-DAB变换器进行器件复用和集成，提出电流型DAB（current-fed dual active bridge, CF-DAB）变换器，如图1-10（c）所示。S1~S4器件复用为VF-DAB变换器的原边全桥和交错并联Boost变换器的开关器件。通过控制S2和S4的占空比进行端口电压匹配。但此时原边全桥上、下管工作不对称，下管S2和S4的软开关范围较小，而且原边器件的电压应力较大。此外Ld1和Ld2所需感值较大，导致CF-DAB变换器的功率密度低于VF-DAB变换器和CLLC变换器，否则轻载情况下容易产生反向电流，降低转换效率。

在大功率应用场合，由于十二个开关管的三相DAB变换器具有各器件电气应力较小、输入输出电流纹波小的优点，因此逐渐受到关注[107-110]。三相DAB变换器的电路结构如图1-10（d）所示，其工作原理与SPS调制下的DAB变换器类似，即各开关器件占空比均为0.5，通过控制原、副边电压的相对相移来调节变换器传输功率。文献[94]中详细对比了VF-DAB变换器与三相DAB变换器优化设计后各自的性能参数，三相DAB变换器各开关器件电流应力、高频变压器的V·A容量和滤波器的电气应力均小于VF-DAB变换器的对应值。但是三相DAB变换器也有一些缺点，如所需器件较多、难以提高系统的功率密度、软开关范围有限等。除此之外，在同样的输入输出电压和电路参数的情况下，三相DAB变换器的最大传输功率为，反而小于VF-DAB变换器的最大传输功率，其中，N为变压器变比，fs为开关频率，Ls为交流电感值。它的这一特点也限制了三相DAB变换器的推广使用。