1.8 高压变频器的多电平逆变器

1.8.1 采用多电平技术的原因

世界上很多公司开发了高耐压、低损耗、高速度的功率器件，如西门子公司研制的HV-IGBT耐压可达4.5kV，ABB公司研制的新型功率器件——集成门极换流晶闸管（IGCT），耐压可达6kV。但是对于我国标准中的6kV和10kV电压等级电动机，若直接变频调速，即使用上述耐压等级的功率器件，仍需串联使用，这使得器件数量增加，电路复杂，成本增加，可靠性大为降低。为了避免由功率器件串并联引起的静态和动态均压问题，同时也为降低输出谐波及du/dt的影响，高压变频器的逆变器采用的一种方法是直接应用于高压（如6kV）、不使用变压器和电抗器的二极管钳位式多电平方式。

多电平电压源型逆变器有多种结构，通常有二、三、四、五、六电平之分。逆变器额定输出电压正比于有源开关的数量。这就意味着，如果开关数量加倍，则逆变器最大输出电压和输出功率也将增加为原来的两倍，然而随着电压等级的上升，钳位二极管的数量急剧增加，过多的器件数量以及直流电容电压平衡控制增加了逆变器的制造难度和成本。如三电平二极管钳位式逆变器只需要6个钳位二极管，五电平二极管钳位式逆变器则需要36个，见表1-5。实际上，这是四电平、五电平或六电平逆变器很少用于工业中的一个主要原因。

本书仅介绍二极管钳位式二电平、三电平逆变器。

表1-5 多电平二极管钳位式逆变器的器件数量

注：∗表示所有二极管和有源开关具有相同的电压等级。

1.8.2 二电平电压源型10kV传动逆变器

二电平电路形式采用电压源型的交-直-交结构的变频器，其基本电路由整流器、直流环节和逆变器三部分组成。整流器可由6脉冲、12脉冲、18脉冲、甚至30脉冲整流二极管桥组成。电压源型逆变器（Voltage Source Inverter，VSI）的主要功能是将恒定的直流电压变换为幅值和频率可变的三相交流电压。图1-38和图1-39所示逆变部分给出了大功率系统中应用的二电平电压源型逆变器（简称为二电平逆变器）的主电路。逆变器主要由6组功率开关器件V₁～V₆组成，每个开关反并联了一个续流二极管，反并联的二极管为反馈能量（包括电动机绕组电感反馈能量、降速时拖动系统释放机械能及线路中分布电感反馈能量）提供回路。根据逆变器工作的直流电压不同，每组功率器件可由两个或多个IGBT或IGCT等串联组成。开关器件V₁～V₆的控制取决于调制波和载波的比较结果，常采用的控制方式有正弦波脉宽调制（Sinusoidal PWM，SPWM）和空间矢量调制（Space Vector Modulation，SVM），器件的开关频率一般低于1kHz。

图1-38 6脉冲直接高进高出（没有变压器）二电平主电路

图1-38和图1-39所示直流环节主要由滤波电路（由电容器C₁、C₂和均压电阻R₁、R₂构成）和限流回路（由预充电电阻R_L、接触器KM或晶闸管构成）组成。

图1-39 12脉冲直接高进高出二电平主电路

目前，电解电容器的耐压能到450V，对于6～10kV系统来说，为增大电容量和改善滤波效果，可将若干电容器并联，然后再串联。

在滤波电路中，由于每个电容器的电容量不可能绝对相同，其电容量的离散型较大，若干个电容器并联后，组成的两组电容器C₁和C₂之间的电容量差异是比较明显的。串联以后，C₁和C₂上的电压分配将是不均衡的，这将导致两组电容器使用寿命的不一致。解决电压不均衡的方法是在两组电容器的两端分别并联电阻值相等的均压电阻R₁和R₂，由于电阻的阻值容易做得比较准确，从而保证了均压的效果。

在预充电环节，当变频器刚接通电源时，滤波电容器C₁和C₂上的电压为零，而电源电压为6～10kV（前面介绍为了提高滤波效果，滤波电容器的电容量又很大），因此在刚接通电源的瞬间，必将产生很大的冲击电流，这有可能损坏整流二极管，而且使电源电压瞬间下降为零，对网络形成干扰。

在多脉冲桥式整流器和滤波电容器之间，接入预充电电阻R_L和电感元件，将滤波电容器的充电电流限制在一个允许范围内，降低网络电压波形受到的影响。

但R_L长期接在电路内，将影响直流电压和变频器输出电压的大小。因此，当滤波电容器已充电完毕后，由接触器KM将预充电电阻R_L短接。

在许多系列的变频器里，KM已经由晶闸管（SCR）代替。

二电平VSI具有如下特性：

1）模块化设计。将IGBT模块、栅极驱动、旁路开关和吸收电路集成到一个开关模块，以便组装和规模化生产，从而可以降低生产成本。模块化设计也有助于传动系统的维护和检修，如在运行现场可快速更换故障模块。

2）控制方案简单。采用正弦波脉宽调制和空间矢量调制方案，所需栅极信号的数量不随开关串联个数的变化而变化，6组同步开关器件只需要6个栅极信号。

3）对串联IGBT的有源过电压钳位作用。IGBT关断时，其最大动态电压可被栅极驱动有效钳位，能够避免开关暂态过电压可能造成的损害。

4）便于实现高可靠性的N+1冗余方案。在可靠性要求较高的系统中，可以在逆变器的每个桥臂中都增加一个冗余模块。当某个模块不能正常工作时，可通过旁路电路将其切除，从而使得逆变器系统仍可在满载下连续运行。

5）直流电容预充电电路简单。二电平逆变器只需要一个预充电电路，而多电平逆变器通常需要多套预充电电路。

6）可提供四象限运行和再生制动能力。采用与逆变器结构类似的有源前端，来代替多脉冲二极管整流器，采用输入输出双PWM控制，即可实现传动系统的四象限运行和再生制动能力。

二电平VSI存在的缺点如下：

1）逆变器输出的du/dt较高。由于IGBT的开关速度较快，所以其输出电压波形上升沿和下降沿会产生较高的du/dt。当IGBT串联并一起导通或关断时，逆变器输出的du/dt尤其高，可使电动机绕组绝缘和电动机轴承过早损坏，以及产生波反射等损害。

2）电动机谐波损耗大。二电平逆变器通常运行在较低的开关频率下，造成电动机和电流的严重畸变，而畸变产生的谐波会在电动机里产生附加损耗。

3）共模电压高。任何变换器的整流和逆变过程都会产生共模电压，如果不采取措施，这些电压将导致电动机绕组的绝缘过早损坏。

通过在逆变器输出和电动机之间增加LC滤波器（见图1-38和图1-39），可有效地解决上述的前两个问题。增加滤波器后，逆变器输出过高的du/dt将被滤波器电感承受，而不是电动机。因此，电感应具有足够的绝缘强度，能够承受较高的du/dt。滤波器通常安装在传动装置的柜体里，并通过较短的电缆与逆变器连接，以避免波反射。滤波器可使电动机的电流和电压接近正弦波，从而减小电动机的谐波损耗。

然而，滤波器的引入会产生一些实际问题，如制造成本的增加、基波电压的下降以及滤波器和直流电路之间的环流等。逆变器输出PWM电压中的谐波，还可能引起LC滤波器的谐振。

对于二电平逆变器的共模电压高问题，可通过使用图1-39中的移相变压器，以阻断共模电压，使其有效降低。值得指出的是，移相变压器并不能完全消除共模电压。

图1-38和图1-39所示为四川省佳灵电气有限公司生产的二电平10kV—VSI传动系统。它采用最新的HV-IGBT，使用该公司的容性母版技术1+N（只）串联，较好地解决了动态与静态的均压问题。容量小于1200kW时，可采用图1-38所示系统；容量不小于1200kW时，可采用图1-39所示系统。系统载波频率为0.6～1.2kHz。由于在输出端采用了专用的滤波器，谐波分量符合IEEE 519—1992《电源系统谐波控制推荐规程和要求》。这里的介绍仅供选型参考，必要时需和厂家联系。

图1-39的前端采用12脉冲二极管整流器，以减小网侧电流的谐波畸变。在对谐波要求更严格的应用中，可以用18、24或36脉冲二极管整流器（这在前面几节中已有介绍）。

1.8.3 三电平电压源型二极管钳位式逆变器的优缺点

当电压源型变频器输出电压为6～10kV时，为了避免整流及逆变器串联引起的动态均压问题，并降低输出的谐波分量，其主电路一般为电压源型的交-直-交结构，逆变器形式上多采用三电平电路。

图1-40给出了三电平二极管钳位式逆变器（Neturai Point Clamped，NPC，通常称为中性点钳位式逆变器）简化电路图。逆变器每相桥臂的结构是相同的，逆变器A相桥臂由反并联二极管（VD₁～VD₄）的4个有源开关（V₁～V₄）组成，在中、高压变频器实际应用中，逆变器的开关器件一般采用IGBT、IGCT或GCT。

中性点钳位式三电平变频器整流后的母线电压经两组相串联的电解电容滤波，两组电容的连接点即为此电路的中性点，该点与变频器中每相两个恢复二极管的连接点相连，构成二极管中性点电压钳位电路。

图1-40 三电平二极管钳位式逆变器简化电路图

1.中性点钳位式三电平变频器的特性

1）无须采用器件串联，就可以应用于一定电压等级的中压传动系统。如图1-40所示，直流侧两个电容器容量相等，且电压相等，均为U_dc/2（U_dc为母线电压），变频器每个功率开关管承受的最大电压为母线电压的1/2，从而实现了用中低压器件无须采用器件串联即可完成高压大容量的逆变。

2）三电平输出谐波分量比二电平少。如图1-40所示，以钳位点为参考点，每相均可以输出U_dc/2、0和-U_dc/23个电平，比二电平变频器多了一个电平，其输出谐波和电压变化率du/dt明显低于二电平逆变器，从而使输出波形更加优化。

3）无动态均压问题。二极管中性点钳位式三电平逆变器的开关状态见表1-6，逆变器每个桥臂有3个开关状态（P，O，N），“P”表示桥臂上端的两个开关导通，“O”表示中间的两个开关导通，“N”表示下端的两个开关导通。由表1-6可以看出，三电平电压源型高压变频器逆变器的一个桥臂中，V₁和V₃互补、V₂和V₄互补（即V₁和V₃、V₂和V₄任何时候都不会出现两个器件同时导通或同时关断的情形），因此不存在器件串联的均压问题。在换相过程中，三电平逆变器的每个有源开关均只承受总直流电压的1/2。

表1-6 二极管中性点钳位式三电平逆变器的开关状态

开关状态从[O]转换到[P]、从[P]转换到[O]、从[N]转换到[O]（或相反的过程）中，三电平逆变器的每个有源开关均只承受总直流电压的1/2，这还说明不存在动态均压问题。

4）三电平逆变器输入一般采用12脉冲整流方式，要达到国家标准对谐波抑制的要求，可在网侧加有效的滤波器。对谐波抑制有更高要求时，可以采用24脉冲、30脉冲、甚至更多脉冲的整流电路。

5）三电平逆变器输出侧使用普通电动机时，必须附加输出滤波器。假设每个整流桥整流输出电压为E，两个整流桥的串联点为参考电位点，根据V₁～V₄4个器件的开关状态变化，每相输出对中性点O的电压可为E、0、-E共3个状态，所以称为三电平，相应的另一相对中性点O的电位也是E、0、-E3个状态，两个相电压相减后形成的线电压将有2E、E、0、E、-2E共5个电平状态，如图1-41所示。

由于逆变器输出侧线电压为5电平波形，谐波含量较高，du/dt较大，仍然需要滤波器（一般在设备内置）。否则影响电动机绝缘。采用12脉冲整流方式的三电平电压源型变频器输出的电流总谐波失真可以达到17%左右，会引起电动机谐波发热、转矩脉动。输出电压跳变台阶为直流母线电压的1/2，会影响电动机绝缘，所以一般需配置特殊电动机；若要使用普通电动机，必须附加输出滤波器。

图1-41 三电平逆变器输出相电压及线电压波形

6）无需额外的器件就可以实现静态电压均衡。当逆变器的最上端“P”和最下端“N”有源开关的漏电流小于中间开关“O”端的漏电流时，即可实现静态电压均衡。

7）在相同的电压容量和器件开关频率下，THD和du/dt比二电平逆变器小。表1-6给出三电平电压源型高压变频器逆变桥A臂的开关状态，由于三电平逆变器是三相桥臂，共可以组成27种开关状态组合，去掉其中8种重复的组合，对应19种空间电压矢量，空间电压矢量按幅值分为4种，即大矢量、中矢量、小矢量和零矢量，对应的幅值分别为2U_d/3、、U_d/3和0。在相同的电压容量和器件开关频率下，三电平逆变器的输出谐波和电压变化率du/dt明显小于二电平逆变器，采用三电平空间矢量调制（SVPWM）方法可以进行开关序列优化，而且直流母线利用率高，易于数字化，使输出波形更加优化，现已成为其最常用的控制算法。

2.三电平二极管钳位式逆变器的缺点

1）需要额外的钳位二极管，较为复杂的PWM开关模式以及因直流侧两个电容值有限，中性点电流对电容器充放电会使中性点电压产生偏移。

2）三电平电压源型高压变频器主电路器件发生故障时，只能停机，无法实现“带病”降额运行。

3）若电动机电压和电网电压不等，不便于系统旁路（采用星/三角转换方式的6kV电动机必须重新改回星形联结）。

三电平电压源型高压变频器的进一步发展有待于更高耐压功率器件的出现和现有产品可靠性的进一步提高。

1.8.4 三电平3kV等级逆变器及其拓扑

3kV三电平电压源型高压变频器的典型电路结构是：输入端采用12脉冲整流，两个三相全桥串联。直流回路采用电容器储能，逆变器由IGBT或IGCT组成三电平电路。这种变频器的典型代表是ABB公司生产的ACS1000系列和ACS6000系列、西门子公司采用高压IGBT生产的与此类似的变频器——SIMOVERT MV。图1-42所示为ACS100012脉冲整流三电平电压源型变频器的主电路拓扑结构。为叙述方便，中性点钳位的三电平方式3kV等级逆变器，以ACS1000系列变频器为例，介绍如下。

图1-42 ACS1000三电平IGCT逆变器的主电路拓扑结构原理图

图1-42中，将两组三相桥式整流电路用整流变压器联系起来，其一次绕组接成三角形，二次绕组则一组接成三角形，另一组接成星形。整流变压器两个二次绕组的线电压相同，但相位相差30°，这样5次和7次谐波在变压器的一次侧将会有180°的相移，因而能够互相抵消，同样的17、19次谐波也会互相抵消。这样经过2个整流桥的串联叠加后，即可得到12脉冲的整流输出波形，比6个脉冲更平滑，并且每个整流桥的二极管耐压可降低一半。采用12相整流电路减少了特征谐波含量，网侧特征谐波只有11次、13次、23次、25次等。如果对抑制谐波有更高要求，整流电路还可以采用24脉冲、30脉冲或更多脉冲的整流电路，若采用与逆变器结构类似的有源前端来代替多脉冲二极管整流器，并采用输入输出双PWM控制，则可实现传动系统的四象限和再生制动运行。

ACS1000系列变频器的逆变器采用传统的三电平方式，因而输出波形中会不可避免地产生较大的谐波分量（THD达12.8%），这是三电平逆变方式所固有的，其线电压波形如图1-43所示。因此，在变频器的输出侧必须配置输出LC滤波器才能用于普通的笼型电动机。经过LC滤波器滤波后，可使其THD小于1%。但由于谐波的原因，电动机的功率因数和效率都会受到一定的影响，只有在额定工况点才能达到最佳的工作状态，随着转速的下降，功率因数和效率都会相应降低。

图1-43 ACS1000三电平PWM逆变器输出线电压波形图

ACS1000系列变频器的三电平逆变器采用高耐压的IGCT功率器件，使用功率器件数量最少（12只），结构简单、体积小、成本低，避免了器件的串联，提高了装置的可靠性。根据目前IGCT及高压IGBT的耐压水平，三电平逆变器的输出电压等级有2.3kV、3.3kV和4.16kV。当输出电压要求达到6kV时，采用12只功率器件已不能满足要求，可采用ACS5000变频器或IGCT器件串联（见1.8.5节），这增加了成本，还会带来均压问题，失去了三电平结构的优势，并且会影响系统的可靠性。

若采用9kV耐压的IGCT，则三电平变频器可直接输出6kV，但谐波及du/dt也相应增加，必须加强滤波功能以满足THD指标。

1.8.5 三电平6kV逆变器及其拓扑

采用一般的三电平电路无法满足6kV电动机输入要求，下面介绍两种适应6kV电压要求的由三电平逆变器构成的变频器。

1.适应6kV电压要求的ACS5000变频器

为适应6kV电压要求，ABB推出了ACS5000变频器。它的每一相都是三电平H桥结构，如图1-44所示。每相通过左右桥臂开关的不同组合，可以输出5个电平，最高输出相电压为3.96kV；线电压9电平，最高输出线电压为6.9kV。

图1-44 ACS5000单相电路拓扑结构

图1-45所示为ACS5000多电平无熔断器电压源型三相逆变器拓扑结构（6kV），逆变器是三电平拓扑结构，36脉冲二极管整流器共有6个移相组，每两个移相组为一个变频单元供电，功率器件为IGCT，没有并联或串联设备。

图1-45 ACS5000多电平无熔断器电压源型逆变器拓扑结构（6kV）

此电路的优点是避免了IGCT器件直接串联可能带来的问题，成功借鉴了ACS1000的电路结构；缺点是由于无法采用共用直流母线结构，直流电容的容量将会非常大，成本大大增加，控制变得相对复杂。

2.适应6kV电压要求的IGCT串联三电平变频器

为了充分利用三电平结构共用母线的优点，以及IGCT器件可以直接串联使用的特点，广东明阳龙源电力电子有限公司与清华大学合作，采用IGCT串联三电平结构，成功研制了IGCT串联三电平结构高压变频调速系统（国家科技攻关项目2002BA219C），直接输出6.3kV电压，取得了多项专利并填补了国内空白。图1-46所示为该系统主电路拓扑结构。该系统已在热电厂、供水厂、钢厂等不同工艺要求的风机、水泵负载上得到应用，系统运行可靠，可以实现复杂控制，完全满足工艺要求，节能效果明显。

图1-46 IGCT串联三电平结构6kV变频调速系统主电路拓扑结构

图1-46中，输入整流使用了多重化整流技术，采用24脉冲整流供电，从而降低了交流输入侧电流的谐波含量，使网侧功率因数得到了较好的改善，也使得变压器一次电流波形接近正弦波，电网谐波污染小；直流环节采用IGCT快速保护技术和直流电抗母线过电流抑制技术，实现了系统快速保护和母线过电流快速抑制；逆变器部分采用二极管钳位三电平IGCT串联技术，可直接输出6.3kV电压；能量吸收部分可以实现电动机的快速制动，为控制上实现矢量控制等高精度的快速算法提供硬件基础；逆变输出采用了LC滤波器，大大减少了输出电压的谐波含量，使输出电压波形接近正弦波。