3.3 IGBT-2H桥级联叠加SPWM多电平逆变器

以具有独立直流电源的SPWM IGBT-2H桥作为基本功率单元的级联式SPWM多电平逆变器，就是采用SPWM-2H桥直接串联级联叠加的一种SPWM多电平逆变器，它是继钳位式多电平逆变器之后提出来的一种新型多电平逆变器，这种逆变器我们在1991年就曾经应用过，不过不是用IGBT做开关器件，而是用大功率晶体管做开关器件的。与钳位式多电平逆变器相比，这种多电平逆变方式具有以下优点。

①当输出电平数为m时，所需的2H桥个数和独立直流电源的个数为（m-1） ，输出相电压的电平数为m，输出线电压的电平数为2m-1。

②在输出电平数m相同时，所需的器件数目最少；不需使用钳位器件和直流分压电容，也不需要使用开关器件的静态和动态均压电路。

③容易实现模块化，易于扩展。

④由于不用直流分压电容，所以也不存在电容上电压的平衡问题。

⑤控制方法简单，容易实现，每一个2H基本功率单元可以独立进行SPWM控制。

⑥适用于电平数大于七的多电平逆变场合。

IGBT-2H桥SPWM多电平逆变器具有以下两个缺点。

①在需要提供有功功率的场合，所需的独立直流电源的个数较多，需要采用输入变压器进行多相输入整流。但对于不需要提供有功功率的场合，如静止无功补偿器（SVG）及电力有源滤波器（APF）等，这种多电平逆变器是具有很大优势的。

②不易实现四象限运行。但当采用开关整流器作为独立直流电源时，这个缺点也就不存在了。

美国的罗宾康（ROBICON）公司和日本的东芝公司、三菱公司生产的中压大功率IGBT完美无谐波变频器，就是采用的这种逆变方式。不过他们采用的是2H桥直接串联级联叠加的级联方式，第9章将对其进行详细地介绍。在某些情况下，为了获得低压大电流，也可以采用并联级联叠加或串-并联级联叠加的级联方式，同样也可以得到SPWM多电平SPWM电压的输出。

采用SPWM-2H桥进行串联、并联或串-并联级联叠加获得SPWM多电平输出有两个目的：一是提高输出电压和逆变器的输出功率；二是消除输出电压中的某些载波谐波，以改善输出电压的波形。此外，采用SPWM-2H桥进行级联叠加，可以利用各个2H桥的SPWM控制消除基波的某些低次谐波和调节输出电压。

在SPWM-2H桥的串联级联叠加结构中，是通过提高输出电压来扩容和改善波形的；在SPWM-2H桥的并联级联叠加结构中，是通过增大输出电流来扩容和改善波形的；在SPWM-2H桥的串-并联级联叠加结构中，是通过增大输出电压和输出电流来扩容和改善波形的。串联、并联或串-并联SPWM-2H桥的个数越多，扩容越大，对波形的改善效果越好。消除。N越大，F越谐波的次数取决于SPWM-2H桥的级联个数N和SPWM控制的载波比大，被消除的谐波次数越多，输出电压越接近于正弦波，而与串联、并联或串-并联级联的方式无关。

3.3.1 SPWM-2H桥的串联级联叠加

在介绍SPWM-2H桥的串联级联叠加之前，应首先判断一下2H桥的SPWM控制是否符合3.2.1节给出的H桥级联叠加的条件，而后再介绍SPWM-2H桥的串联级联叠加。

大家知道，逆变器的输出电压波形和开关管的工作程序是与控制方法有关的，2H桥所能采用的SPWM控制方法有三种，即基本单元两电平SPWM控制法，以及由此法派生出来的载波三角波移相SPWM控制法与载波三角波层叠SPWM控制法（由2.6.3节可知）。为了使2H桥能满足3.2.1节给出的H桥级联叠加条件，习惯上多采用基本单元两电平SPWM控制法或载波三角波移相SPWM控制法。由于后一种又是由前一种派生出来的，所以在2H桥级联叠加SPWM控制效果上，这两种控制法是基本相同的。为了方便，下面对2H桥采用了基本单元两电平SPWM控制法。

1.SPWM-2H桥的输出电压表示式

2H桥采用基本单元两电平SPWM控制的电路及工作波形如图3-4所示。其中图（a）为其电路图，图（b）为其工作波形图。在如图3-4（a）所示的电路中，左桥臂开关管S1和与直流分压电容Cd1、Cd2（Cd1=Cd2）组成一个单相半桥式两电平逆变器（基本单元）a，用载波三角波uC1与正弦调制波uS进行SPWM控制，输出电压为uao；右桥臂开关管S2和与直流分压电容Cd1、Cd2（Cd1=Cd2）组成另一个单相半桥式两电平逆变器（基本单元）b，用载波三角波uC2与正弦调制波uS进行SPWM控制，输出电压为ubo。左桥臂的双极性载波三角波uC1的初相位角α1=0°，右桥臂的双极性载波三角波uC2的初相位角α2=α1+π；左、右两桥臂采用同一个正弦调制波uS进行控制，使左、右桥臂中点a和b的输出电压uao和ubo具有大小相同、相位相反的基波电压，以便于叠加。2H桥的工作状态和工作波形如图3-4（b）所示。

将图3-4与图2-3进行比较，可知它们的SPWM控制方法是相同的，都是采用了基本单元两电平SPWM控制，而且开关管S1和S′1，S2和S′2的开关程序和开关方式、输出电压uao、ubo和uP=uab=uao-ubo的波形，也都是完全相同的，故2H桥的输出电压表示式可以用与2.2.1节相同的方法求出，即有

由图3-4（b）可以看出，2H桥采用基本单元两电平SPWM控制是符合3.2.1节给出的级联叠加条件的，且SPWM-2H桥的工作过程也具有正向导通、反向导通、正向旁路、反向旁路四种工作状态，因此它可以进行级联叠加。

SPWM-2H桥的级联叠加方式有三种，即SPWM-2H桥的串联级联叠加，SPWM-2H桥的并联级联叠加和SPWM-2H的串-并联级联叠加。级联叠加的目的是扩容和改善输出电压波形。在串联级联叠加结构中，是通过提高输出电压来扩容的；在并联级联叠加结构中，是通过增大输出电流来扩容的；在串-并联级联叠加结构中，是通过提高输出电压和增大输出电流来扩容的。输出电压波形的改善是通过增加电平数来实现的。

2.N个SPWM-2H桥的串联级联叠加

N个SPWM-2H桥串联级联叠加组成的A相多电平SPWM逆变器电路如图3-5所示。采用直接串联级联叠加的方式，可以获得SPWM高压多电平输出，并消除相电压中的NF′± 1次以下的低次谐波，以及低次的载波谐波与其上、下边频谐波。以SPWM-2H桥为基本功率单元进行直接串联级联叠加时，各个SPWM-2H桥应采用相同的独立直流电源电压。为了方便采用单极性载波三角波进行SPWM控制，各2H桥载波三角波的初相位角α′=2α（α′为单极性载波三角波的初相位角，α为双相性载波三角波的初相位角）应依次超前2π/N（相当于双极性载波三角波依次超前π/N）。在采用单极性载波三角波进行SPWM控制时，第一个2H桥载波三角波的初相位角α′1=0°，第2个2H桥载波三角波的初相位角α′2=（2-1） 2π/N，第3个2H桥载波三角波的初相位角α′3=（3-1）2π/N，…，第N个2H桥载波三角波的初相位角α′N=（N-1）2π/N，并且采用同一个 A相正弦波作为调制波，得到 N个SPWM-2H桥的输出电压uP1～uPN，这些电压具有相同的基波电压。根据式（2-22）可得

由于uP1～uPN具有相同的基波电压，同时对于而言，当m′为kN时，该式等于N；当m′不为kN时，该式等于零（k=1，2，3，…），所以A相输出电压uA为

由式（3-2）可知，N个SPWM-2H桥的串联级联叠加可以消除NF′±1次以下的低次谐波，以及m′=N以下的载波谐波及其上、下边频，并且使基波输出电压的幅值增大N倍，而输时，在A相输出出相电压的电平数m=2N+1。当N=5，开关频率fs=6000Hz，电压的傅里叶级数式中可以消除5×120±1=600±1次以下的低次谐波，以及m′=5以下的载波谐波与其上、下边频，使相电压uA增大5倍，而电平数为2×5+1=11，如图3-6所示。

这里必须指明的是，为了保证串联级联叠加应用时，在任何输出电压电平时都能使串联级联叠加电路顺利导通，各个2H桥必须能够工作在正向导通、反向导通和正、反向旁路工作状态，如图3-1及图3-4（b）所示，否则在uA低电平输出时，串联级联叠加电路不能导通，逆变电路不能工作。

3.3.2 SPWM-2H桥的并联级联叠加

由N个SPWM-2H桥并联级联叠加组成的A相逆变电路如图3-7所示。采用并联级联叠加的目的是获得大电流输出，并在相电压中消除NF′±1次以下的低次谐波，以及低次的载波谐波与其上、下边频。各个SPWM-2H桥采用的是相同的直流电源电压，而它们的载波三角波初相位角和前面介绍的串联级联叠加相同。当采用单极性载波三角波进行SPWM控制时，它们的载波三角波初相位角依次为0°，（2-1）2π/N，（3-1）2π/N，…，（N-1）2π/N，并且采用同一个A相正弦波作为调制波，得到具有相同基波电压的SPWM输出电压uP1～uPN。由于uP1～uP2的瞬时值是不相同的，所以必须采用平衡电抗器X1，X2，…，XN进行并联级联叠加。

由图3-7（a），根据电工学中的节点电压法可得

即

取X1=X2=…=XN=X，有

将式（3-2）代入式（3-3）得

由式（3-4）可知，N个SPWM-2H桥的并联级联叠加，可以消除NF′±1次以下的低次谐波，以及m′=N以下的载波谐波与其上、下边频，可以使输出电流增大N倍，但不能增大输出电压。由于uP1～uPN的瞬时值不同，所以并联级联叠加时必须采用平衡电抗器。此时输出相电压的电平数为2N+1。

SPWM-2H桥的并联级联叠加不一定要求2H桥具有正、反向旁路工作状态，且控制灵活性较大。

3.3.3 SPWM-2H桥的串-并联级联叠加

采用由N个SPWM-2H桥组成的A相串-并联级联叠加逆变电路如图3-8所示。采用串-并联级联叠加的目的是增大输出电压和输出电流，消除相电压中的NF′±1次以下的低次谐波，以及载波谐波的低次谐波与其上、下边频。各个SPWM-2H桥采用相同的直流电源电压，它们的载波三角波初相位角依次为0°，（2-1）2π/N，（3-1）2π/N，…，（N-1）2π/N，并用同一个A相正弦波作调制波，得到具有相同基波的输出电压uP1～uPN。当A相逆变器是由k个串联支路并联组成时，N应等于k的整倍数，每一个串联支路中SPWM-2H桥的串联个数等于N/k。各个SPWM-2H桥在A相逆变电路中的排列位置如图3-8（a）所示：第1个串联支路2H桥的排列序号为1，1+k，…，N-（k-1）=N-k+1；第2个串联支路2H桥的排列序号为2，2+k，…，N-（k-2）=N-k+2，…，第k个串联支路2H桥的排列序号为k，k+k，…，N-（k-k）=N。假定各个串联支路的输出电压依次为u1～uk，则u1～uk的基波电压相同，但瞬时值不相同，因此应采用平衡电抗器进行并联。

由图3-8（a），根据电工学中的节点电压法可知

即

取X1=X2=…=Xk=X，则有

将式（3-2）代入上式，则得

由式（3-5）可知：N个SPWM-2H桥的串-并联级联叠加，可以增大输出电压和输出电流，消除NF′±1次以下的低次谐波，消除m′=N次以下的载波谐波及其上、下边频，使输出电压的幅值增大N/k倍，使输出电流增大k倍，而输出电压的电平数为2N+1。

3.3.4 SPWM-2H桥串-并联级联叠加的控制电路

N个SPWM-2H桥串联、并联或串-并联级联叠加的控制电路如图3-9所示。为了保证2H桥串联电路在任何输出电压电平时都能顺利地导通，各个2H桥必须能工作在正向导通、反向导通和正、反向旁路工作状态。为此，控制电路必须按如图3-4所示的工作方式，以2H桥的一个桥臂作为功率单元，采用双极性载波三角波SPWM控制。各2H桥左桥臂的载波三角波的初相位角依次超前π/N，各2H桥右桥臂的载波三角波初相位角均超前其左桥臂载波三角波180°，并采用同一个正弦调制波进行控制。对于左桥臂，用正弦调制波与载波三角波uC1进行比较，在正弦波大于载波三角波的部分，产生ua的正脉冲，而在正弦波小于载波三角波的部分产生ua的负脉冲；对于右桥臂，用正弦调制波与载波三角波uC2进行比较，在载波三角波大于正弦波的部分，产生ub的正脉冲，而在载波三角波小于正弦波的部分产生ub的负脉冲。用ua-ub即可得到2H桥的输出电压uP的脉冲列波形。只有采用双极性SPWM控制，才能使每一个2H桥工作在正向导通、反向导通与正、反向旁路工作状态，才能保证电路在任何电平时都能顺利地导通，如图3-4（b）所示。由此设计的控制电路是由三部分组成的：产生N个依次超前π/N相位角的载波三角波发生器（双极性三角波）；可以产生出调幅、调频的三相正弦波发生器；利用正弦波信号与双极性载波三角波进行比较，产生出各个2H桥开关管驱动信号的比较器。通过对三相正弦波发生器的“幅值给定”和“频率给定”的控制，就可以使逆变器按照定压定频、定压变频和变压变频等状态工作，以满足负载的需要。